一种适用于远海风电直流汇集送出换流阀的拓扑及其技术经济性分析

2022-06-24廖修谱周全李磊李彬彬王志远杨明徐殿国

中国电力 2022年6期

廖修谱，周全，李磊，李彬彬，王志远，杨明，徐殿国

(1. 中国南方电网有限责任公司超高压输电公司检修试验中心, 广东广州 510663；2. 哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院, 黑龙江哈尔滨 150001)

0 引言

海上风能资源丰富，具有风速高、利用小时数高、环境影响小等优势，是中国为实现“双碳”战略目标需大力开发的新能源之一。中国未来海上风电场的平均离岸距离将大于100 km，单个海上风电场的平均安装容量将大于500 MW，开发大规模、远距离海上风电将是中国未来能源发展的趋势，亟须经济、高效的远海风电汇集与送出方式[1-2]。

根据送出方式的不同，海上风电送出主要包括工频高压交流送出、低频高压交流送出和高压直流(HVDC)送出[2-4]。工频高压交流送出主要采用工频高压交流海缆直接接入岸上交流电网，是目前近海风电场采取的主要送出方式，但是工频高压交流海缆存在对地充电电流、无功较大、海缆的最大传输容量随着送出距离的增加而减小的缺点[5]，不适宜远距离送出。为提高交流海缆送出距离，文献[6]提出将送出频率降低至15 Hz左右，可减弱充电电流的影响，提高海缆的最大传输容量，经岸上交交变频器后接入岸上交流电网，但尚无工程应用。高压直流送出方式采用高压直流海缆进行功率传输，经岸上逆变站后接入岸上交流电网。由于直流海缆不存在无功问题，其最大传输容量不受距离限制，是目前远海风电主要采取的送出方案[7]，如国内在建的如东海上风电柔性直流输电示范工程。文献[8]对比了这3种送出方式的经济性适用距离，当输送容量大于600 MW、离岸距离大于115 km时，高压直流送出的经济性最好，适宜海上风电的远距离送出。

高压直流送出通常先利用中压交流海缆对海上风电场的电能进行汇集，再采用基于模块化多电平换流器(MMC)的交流汇集送出换流阀，将中压交流转换成高压直流后送出[9-10]，送出换流阀是核心装备。然而基于MMC的交流汇集送出换流阀使用大量级联子模块和交流变压器，存在成本高、体积和重量大等问题，且海上平台工程建设成本高。另一方面，高压直流送出也可以利用中压直流海缆汇集，直流汇集海缆相较于交流汇集海缆的传输容量更大、材料更省和损耗更低[11]。海上平台为基于DCT的直流汇集送出换流阀[11-14]。直流汇集送出换流阀相比交流汇集送出换流阀成本更低、重量更轻、功率密度更高，能有效降低海上平台工程建设成本。但目前尚未有适用于直流汇集送出换流阀工程应用的DCT拓扑，且缺少与交流汇集送出换流阀拓扑的技术经济性比较，无法为交流汇集方案和直流汇集方案的选择提供决策依据。

本文首先分析了直流汇集送出换流阀的技术特征和可行的DCT拓扑结构，然后将较为适合的CET-DCT改进为适用于工程应用的双极拓扑，并介绍了所提拓扑的基本工作原理，通过搭建仿真模型和实验平台充分验证了拓扑的可行性。最后，分析了与基于MMC的交流汇集送出换流阀拓扑的技术经济性。

1 直流汇集送出换流阀拓扑结构选取

1.1 直流汇集送出换流阀技术特征

远海风电基于直流汇集的高压直流送出方案如图1所示，海上直流风机输出的直流电压经过直流海缆汇集到中压直流(MVDC)，海上平台为基于DCT的直流汇集送出换流阀，将MVDC升压至HVDC，最后经HVDC海缆送至岸上MMC换流站。基于DCT的直流汇集送出换流阀是此方案中的核心装备，DCT需具备以下主要技术特征。

图1 基于直流汇集的高压直流送出方案Fig. 1 MVDC collection and HVDC transmission system

（1）大容量。单个风电场的安装容量将大于500 MW[1]，因此 DCT的额定容量应大于 500 MW。

（2）高升压比。MVDC母线一般为30 ～50 kV[15]，在建的如东海上风电采用 400 kV 高压直流送出，DCT的电压变比大于8。

（3）高电流应力。根据大容量和高升压比的需求，DCT来自中压直流侧的电流应力将达到10 kA 以上。

（4）双极结构。为提高风电场的传输容量、降低直流海缆的绝缘强度，DCT需为双极结构。

（5）轻量化。为降低海上平台的建设成本，DCT应具备体积小、重量轻的特点。

（6）单向功率传输。由于风电场能量的流动方向固定，DCT可以采取单向传输结构。

1.2 直流汇集送出换流阀拓扑结构选取

目前国内外针对DCT的研究较多[16-17]，考虑到适用于远海风电直流汇集方案的技术特征，可采用的DCT拓扑结构主要有面对面型直流变压器(FTF-DCT)[18-19]、自耦型直流变压器(AT-DCT)[20-21]和CET-DCT[22]。

文献[18]将2台大容量MMC的交流端口经交流变压器串联连接，2个直流端口分别连接MVDC和HVDC构成FTF-DCT，通过调节交流变压器的变比可以实现较高的升压比。该拓扑的功率传输需经两级全功率变换，交流变压器体积较大、子模块利用率低，且由于受限于目前大功率IGBT的通流能力，MVDC侧MMC需要采用多个子模块桥臂或IGBT器件并联分担高电流应力，导致IGBT器件数量多、成本高。

文献[20]将2台MMC的直流端口串联连接，交流端口经交流变压器并联连接，构成AT-DCT。部分功率可通过直流端口直接传输，拓扑只需传输剩余功率，改善了交流变压器体积和子模块利用率的问题。在高升压比条件下，自耦型直流变压器的优势不明显，且仍然存在MVDC侧MMC需较多的IGBT器件分担高电流应力的问题。

为解决上述问题，文献[22]提出采用由子模块桥臂和器件成本较低且串联技术成熟的二极管阀和晶闸管阀构成CET-DCT。通过将所有子模块桥臂并联在MVDC侧吸收能量，再串联在HVDC侧释放能量，实现功率的传输。拓扑利用子模块桥臂的串并联切换，分担MVDC侧的高电流应力和HVDC流侧的高电压应力，并采用三相交错120°运行的方式抵消电流脉动。拓扑的子模块利用率较高，所需IGBT器件较少，成本较低，且无需交流变压器，拓扑的体积小、重量轻。但所提拓扑为单极拓扑，不适用于工程应用，且实验中仅验证了拓扑单相结构，输入输出电流脉动较大。

综上所述， CET-DCT较为匹配直流汇集送出换流阀的技术特征，然而目前的拓扑为单极拓扑且可行性尚未得到完全验证。因此，本文将其改进为适用于工程应用的双极拓扑并充分验证其可行性。

2 直流汇集送出换流阀基本工作原理

2.1 拓扑结构

将2个相同的CET-DCT拓扑级联，即可构成具有双极输出能力的拓扑，如图2所示，本文以正极拓扑为例介绍直流汇集送出换流阀拓扑结构。

图2 基于CET-DCT的直流汇集送出换流阀拓扑结构Fig. 2 Topology of CET-DCT based DC collection valve

正极拓扑为三相电路结构，各相电路结构相同且并联连接。以a相为例，单相电路包含M个分支和一组与高压直流侧直接连接的串联二极管阀组DaH，每个分支由一个全桥桥臂、一个半桥桥臂、一组串联二极管阀组Dak和一组串联晶闸管阀组 Tak构成（k 代表第 k个分支，k=1,2,···,M）。其中，全桥桥臂由N个全桥子模块和电感L串联而成，半桥桥臂由N个半桥子模块和电感L串联。图2中，±UM和IM分别为MVDC侧的双极电压和电流；±UH和IH分别为HVDC侧的双极电压和电流；iMa和iHa分别为a相MVDC侧电流和HVDC侧电流；iFak和uFak分别为第k个全桥桥臂的电流和桥臂电压；iHak和uHak分别为第k个半桥桥臂的电流和桥臂电压；C和UC分别为子模块的电容和电容电压。

2.2 运行原理

CET-DCT在一个工作周期Th内主要有并联状态和串联状态。以正极a相为例介绍其工作原理，工作原理示意如图3所示。

图3 工作原理Fig. 3 Operation principle

（1）并联状态：在[0, t3]时间段内，通过给晶闸管阀组施加触发信号，控制其零电压开通，DaH因承受反压UH而阻断。调节桥臂电压为UM，则所有桥臂形成并联连接，吸收来自MVDC侧的能量，MVDC侧的高电流应力IM得以均分在每个桥臂中，在这个过程中，控制桥臂电感L两端电压，使桥臂电流为幅值IL/(2M)的梯形波。在[t3, 0.5Th]时间段内，流过晶闸管阀组的电流降为0，控制桥臂电压使晶闸管阀组承受反压UR之后可靠关断，随后控制全桥桥臂电压极性反转，使得所有桥臂串联连接。

（2）串联状态：在[0.5Th, t7]时间段内，控制所有桥臂电压为UH，使二极管阀组DaH导通，则所有桥臂向HVDC侧释放能量，HVDC侧的高电压UH得以由所有桥臂共同承担，在这一阶段，控制所有桥臂电流为幅值为IH的梯形波。在时间段[t7, Th]内，控制全桥桥臂电压极性再次反转，并控制所有桥臂电压均为UM。

由于单相电路的电流波形为断续的梯形波，利用三相电路结构互差120°电角度交错运行，能够保证直流侧电流的连续，消除了直流电流的脉动。

3 直流汇集送出换流阀可行性验证

3.1 仿真验证

为验证所提基于CET-DCT的直流汇集送出换流阀的可行性，本文在仿真软件中搭建了仿真模型，在额定功率P为600 MW、MVDC侧电压±UM为±30 kV、HVDC 侧电压±UH为±400 kV 的仿真工况下运行，其中，单极拓扑每相共有5个分支，每个桥臂共有30个子模块，子模块电容电压额定值UC为1.6 kV，电容电压峰峰值波动ε为20%，桥臂电感值L 为 5 mH，工作频率fh=1/Th为 200 Hz，拓扑运行控制采用文献[22]的控制方式。

图4为所提直流汇集送出换流阀的仿真结果，在[0, 0.05 s]时，传输功率P由0线性上升到额定功率600 MW，MVDC侧电流IM和HVDC侧电流IH由0线性上升到额定值10 kA和750 A，0.05 s之后进入稳态运行阶段，各子模块电容电压波形均能够保持在额定值1.6 kV附近波动。虽然单相电流波形是断续的，但是由于三相交错运行，呈现在MVDC侧和HVDC侧的电流波形是连续的。该拓扑实现了功率从MVDC侧向HVDC侧的稳定传输，仿真结果验证了直流汇集送出换流阀的可行性。

图4 直流汇集送出换流阀的仿真结果Fig. 4 Simulation results of the DC collection valve

图5为单极a相分支1的仿真结果。由图5可以看出，在并联状态时，全桥桥臂电流iFa1和半桥桥臂电流iHa1的梯形波电流幅值均为1 kA，电流方向相同，全桥桥臂电压uFa1和半桥桥臂电压uHa1均为30 kV，电压极性相同。全桥桥臂能够持续施加反压使晶闸管阀Ta1可靠关断。在串联状态时，全桥桥臂电流iFa1和半桥桥臂电流iHa1的梯形波电流幅值均为0.75 kA，但桥臂电流方向相反，全桥桥臂电压uFa1和半桥桥臂电压uHa1均为40 kV，电压极性相反，仿真结果与图3的理论波形一致。

图5 直流汇集送出换流阀分支1的仿真结果Fig. 5 Simulation results of the DC collection valve in branch 1 of phase a

此外，本文在PLECS仿真软件中搭建了拓扑的仿真模型分析运行损耗，得到基于CET-DCT的直流汇集送出换流阀的效率约为98.64%，高于基于MMC的交流汇集送出换流阀的效率98.28%[8]。

3.2 实验验证

本文搭建了小功率的实验样机，进行直流汇集送出换流阀的可行性验证。由于单极拓扑与双极拓扑的运行原理相同，实验中搭建了单极拓扑的样机，样机的实物如图6所示。拓扑每相有2个分支，共4个桥臂，每个桥臂中放置3子模块，子模块电容额定电压UC为60 V，工作频率fh为100 Hz。实验平台额定功率P为5.4 kW，中压侧电压UM为120 V，高压侧电压UH为640 V。

图6 小功率实验样机Fig. 6 Scaled-down laboratory prototype

稳态运行的实验波形如图7所示。由图7可以看出，中压侧和高压侧的电压为120 V和640 V，中压侧和高压侧电流能够稳定在额定值45 A和8.4 A，且三相电流呈交错运行，使得两侧电流的波形是连续的，不存在电流脉动，与理论波形一致。实验实现了从中压侧向高压侧的升压，结果验证了直流汇集送出换流阀的可行性。

图7 实验波形Fig. 7 Experiment waveform

图8给出了a相分支1的波形。在并联状态时，半桥桥臂电压和uHa1半桥桥臂电压uFa1极性相同、大小相等，电压均为120 V，半桥桥臂电流iHa1和全桥桥臂电流iFa1呈梯形波，电流方向相同且幅值均约为11.2 A，晶闸管阀Ta1能够在全桥桥臂持续施加反压的情况下可靠关断。在串联状态时，半桥桥臂电压uHa1和全桥桥臂电压uFa1极性相反、大小相等，电压均为160 V，半桥桥臂电流iHa1和全桥桥臂电流iFa1呈梯形波，电流方向相反且幅值均约为8.4 A，实验结果与图3的理论波形一致。

图8 a相分支1的实验波形Fig. 8 Detailed experiment results in branch 1 of phase a

4 交、直流汇集送出换流阀拓扑的技术经济性比较

为了比较图9所示的基于MMC的交流汇集送出换流阀拓扑和基于CET-DCT的直流汇集送出换流阀拓扑，2种送出换流阀均采取双极拓扑，额定功率为P，HVDC侧电压和电流分别为±UH和IH，均不考虑子模块的冗余，所有子模块的电容电压为UC，电容电压峰峰值波动为ε，IGBT器件的耐压为2UC，二极管和晶闸管器件的耐压分别为UD和UT，串联器件的降额系数λ为0.7。

图9 基于MMC的交流汇集送出换流阀拓扑结构Fig. 9 Topology of the MMC based AC collection valve

4.1 总子模块及半导体器件个数

MMC每个桥臂所需子模块个数为UH/UC，且均采用半桥子模块，则交流汇集送出换流阀所需总子模块个数为12UH/UC，IGBT器件个数为24UH/UC。

CET-DCT串联运行时，每相的全部桥臂电压需支撑UH，则每相需UH/ UC个子模块，且包括1/2的半桥子模块和1/2的全桥子模块。则直流汇集送出换流阀所需总子模块个数为6UH/UC，IGBT器件个数为18UH/UC。此外，还需12UH/(λUD)个二极管器件和6UH/(λUT)个晶闸管器件[22]。

4.2 半导体器件电流应力

半导体器件的电流应力通常用来指导器件的选型，IGBT器件的电流应力考虑为流过器件的最大电流值，二极管和晶闸管器件为平均电流值。

MMC的桥臂电流幅值可表示为

式中：Iac为MMC交流侧电流幅值。

MMC的交、直流侧的电流关系有

式中：M为调制比；cos φ为功率因数。

将式（2）代入式（1），并考虑调制比M和功率因数cos φ均等于1时，可得到桥臂电流幅值Iarm的最小值为IH，即交流汇集送出换流阀所需IGBT器件的电流应力最小为IH。

CET-DCT的桥臂在并联状态时共同分担MVDC侧的大电流，在串联状态时等于HVDC侧的电流，因此直流汇集送出换流阀所需IGBT器件的电流应力为IH。另外，直流汇集送出换流阀所需二极管器件的电流应力为IM/3，晶闸管器件的电流应力为 (IM－IH)/3[22]。

4.3 总电容储能需求

换流阀的体积和重量取决于子模块的数目和电容大小，通常用总电容储能需求(EOP)来衡量拓扑的体积和重量大小，而EOP可用子模块电容总储能与传输功率的比值来计算[23]。则交、直流汇集送出换流阀的EOP可分别表示为

式中：fMMC=50 Hz为交流汇集送出换流阀的工作频率。

由式（3）可知，MMC的总电容储能需求EOPMMC随着M和cos φ的减小而增大。

4.4 桥臂电抗器

基于MMC的交流汇集送出换流阀的桥臂电抗器取值依据是使桥臂的串联谐振角频率ωres约为fMMC处的角频率[24-26]，ωres可表示为

式中：LMMC为MMC的桥臂电抗器值；C为子模块电容，联合式（3）和（5）可求得LMMC大小。

基于CET-DCT的直流汇集送出换流阀的桥臂电抗器取值依据是桥臂梯形波电流的di/dt应小于晶闸管电流上升率的临界值[22]，CET-DCT的桥臂电抗器值LCET可表示为

式中：U0为形成桥臂梯形波电流所施加的电压。

4.5 技术经济性比较

表1给出仿真工况下交、直流汇集送出换流阀拓扑的技术经济性比较结果，其中，IGBT、二极管和晶闸管器件的型号主要根据器件的电流应力选取，单价分别为 11 978 元、7 086 元和 6 944元[27]。

表1 交、直流汇集送出换流阀技术经济性比较Table 1 Comparison of the AC and DC collection valves

由表1可以看出，直流汇集送出换流阀的总IGBT器件个数相较于交流汇集送出换流阀少1500个，二极管和晶闸管总数分别多1248个和816个，但总半导体器件成本低于交流汇集送出换流阀。直流汇集送出换流阀的桥臂电抗器值较小，总桥臂电抗器值约为交流汇集送出换流阀的1/8。交流汇集送出换流阀的交流变压器成本测算约为112元/kW[28]，因此，交流汇集送出换流阀的成本约为232元/kW。需要说明的是，本文成本测算仅考虑了总半导体器件成本和交流变压器成本，未考虑桥臂电抗器、子模块电容、控制器和冷却等设备的成本，但由于直流汇集送出换流阀的总桥臂电抗器值减少了7/8，子模块数目降低了1/2，且损耗更低，因此，直流汇集送出换流阀的总成本有望降低50%。

在体积重量方面，直流汇集送出换流阀的总储能需求为12.50 kJ/MW，交流汇集送出换流阀的总储能需求为20.67 kJ/MW，且实际应用中交流汇集送出换流阀的调制比M和功率因数cosφ＜1，总电容储能需求将更高。同时，直流汇集送出换流阀无交流变压器，而交流汇集送出换流阀的交流变压器体积和重量较大。因此，直流汇集送出换流阀的体积和重量将减少50%以上。