复杂电网扰动下三相Vienna整流器控制策略优化

李志科，汪 宇，杨 洋

（中国船舶集团第七二二研究所，湖北 武汉 430205）

0 引 言

在特种电力系统中，整流器对于网侧电流质量有非常重要的影响。当前，三相PWM整流器在航空航天、通信电源等领域应用越来越广泛，在这些应用领域，对整流器的输入电流的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）有严格的要求，且以单位功率因数运行[1]。Vienna 整流器因为结构简单，控制方便同时能够满足在大功率应用领域越来越高的使用需求，因而得到了广泛应用。Vienna 整流器也是一种三相Boost型三电平PWM整流器，国内外学者将采用多种控制方法对其进行控制，以实现稳定的输出电压和输入电流正弦的控制目标。文献[2-5]使用了单周期控制（One Cycle Control，OCC）方案，可以保证功率因数，但是因为其参考信号采用瞬时电流，当存在谐波干扰时将严重影响控制效果；文献[6,7]中使用了滑模控制，滑模控制属于非线性控制的一种，对于控制器参数设计和网侧电压电流谐波不敏感，同时响应速度较快，较容易实现。但是其在滑膜的临界区域难以实现沿平衡点移动，具有一定的局限性。

为了保证可靠性，PI控制仍然是工程中最常使用的控制策略，但当系统受到扰动时，直流电压波动大且恢复速度相对较慢[8,9]。本文根据Vienna 整流器的电路拓扑详细分析了其工作原理，并建立了基于两相旋转坐标系的数学模型；然后在数学模型基础上设计了控制输出电压和输入电流的双闭环控制策略，根据仿真模型和实验验证着重分析在输入电压存在波动的情况下，电压外环和电流内环控制器参数对输入电流的影响，并确定适应实际需要的控制参数，以适应特殊场景需要。

1 Vienna整流器原理及建模

1.1 三相Vienna整流器电路拓扑

图1为三相 Vienna 整流器主电路拓扑结构。图中ea、eb、ec为三相输入电压 L1、L2、L3是感值相同的3个电感，用于储存能量和升压电感值均为L，R1、R2、R3是电感内阻，D1～D6为6只二极管组成三相不控整流桥，Q1～Q16为6个功率开关器件，两两分别组成双向开关。

图1 三相Vienna整流器拓扑结构

1.2 三相Vienna整流器原理建模

假设 Vienna 整流器工作在CCM模式，根据其电路特性，可以在三相静止坐标系对其进行建模得：

式中，ea,b,c为电网输入电压；ia,b,c为三相输入电流；Sjp，Sjn为三相开关管状态（j=1,2,3）其取值为1，0，-1；udc为直流输出电压；uC1，uC2分别为母线电容电压；u(A,B,C)N，uNO分别为三相电网端电压和中点电压。转换为dq坐标系下数学模型为：

式中，ed，eq，id，iq分别为三相输入电压输入电流在旋转坐标系上的分量；SP,d，SN,d为开关管状态其取值为1，0，-1。根据Vienna整流器DQ坐标系下模型，令d轴为有功分量，q轴为无功分量，从而实现对Vienna 整流器有功、无功分量的独立控制。在对三相Vienna 整流器双闭环控制结构中，电压外环是对直流侧输出电压进行控制，使其能够稳定输出设定的电压。电流内环将电压外环的输出作为有功分量控制环的参考信号，同时将无功分量控制环参考信号设为0，以实现单位功率因数功能。基于以上控制策略，Vienna整流器电双环控制框图如图2所示。

图2 Vienna整流器双环控制框图

通过图2，Vienna整流器dq数学模型可以看出电流内环存在耦合不能单独控制，为了使输入电流快速跟踪输入电压变化，实现整流器PFC功能，需要对电流PI控制进行解耦，如图3所示。

图3 电流环解耦框图

通常设定无功给定电流iq=0。由于电流环速度比较快，因此考虑设计典型 Ⅰ 型环节，考虑到系统的采样环节和输出延时环节，电流内环的开环传递函数为：

图4 电压环控制框图

图5 简化电压环控制框图

2 电网电压扰动造成冲击的原因分析

由第一节分析可知，在系统运行过程中，电压环先开始工作，电压环在设计时主要是为了稳定输出电压，并没有以响应速度为设计指标。因此在电流环接收到来自外环的参考信号后，设定电压与实际采样电压存在较大的差值，而且由于电容的存在，电压不能发生突变，导致电压环输出饱和时间持续。为便于分析，忽略延迟的影响可得电流有功分量的的参考值为

式中，kvp,kvi分别为电压环PI控制器的增益和积分系数；idref为电流参考值；Udref为电压参考值；Udc为直流电压。则在电压给定值与实际采样值偏差过大时，电压环容易进入饱和状态，且持续。由图3电流环前馈解耦求解可得：

假设idref不变，求解id，iq得：

三相 Vienna 整流器在电网电压波动时刻，电压的设定值不变，采样值突然发生变化，两者存在较大偏差，经过式电流内环得到一个较大参考值，从而造成输入电流瞬时冲击。若此时伴随负载扰动，冲击电流将更加明显。由式可知，输入电流的有功分量和无功分量除电路器件参数外，还与PI控制环的系数有关。

由分析可知，产生冲击电流的原因是电压环输出饱和，产生了电流内环有功分量参考值。为抑制电流过冲，增加PFC动态变参策略，当检测到电压环误差大于125 V时，进入PFC动态变参，将电压环PI参数增大5倍；当检测到电压环误差小于设定电压时电压环PI参数恢复。如图6，图7所示。

图6 原始PI参数Bode图

图7 5倍PI参数Bode图

3 实验验证

3.1 仿真验证

为了验证以上原因分析的正确性和控制参数的有效性，在 PLECS中搭建了Vienna整流器仿真平台。仿真模型分别在三相输入电压对称且幅值稳定和存在波动条件下进行仿真测试，系统仿真模型参数如表 1所示。

表1 整流器仿真参数

为了更好地验证电压外环 PI 控制的抗扰动性和快速性，对仿真模型的输入电压增加波动。图8、图9分别是在0.24 s输入电压突然增加15%，跌落15%时的输出电压波形及A相电流。可以看出，输出电压在电网波动时刻，有一定的波动，随后又进入稳态；输入电流无明显超调。

图8 输入电压增加15% 输入电流与输出电压

图9 输入电流跌落15%输入电流与输出电压

仿真结果表明：外环 PI 控制，直流侧电压输出无超调，且系统快速达到稳定状态；加入输入电压波动，系统能快速反应、恢复运行。

3.2 实验验证

为了进一步验证控制参数的在应用场景下的适用性，搭建了一个10 kW的整流器样机系统。系统主要包含 Vienna 整流器主功率及驱动电路、中电58所JDSPF28335 MCU芯片、电压电流采样板、辅助电源。其中主要功率器件参数使用与仿真模型参数保持一致，IGBT 驱动由多级高速光耦和驱动电源构成，采样的实现采用霍尔传感器和采样调理电路，24 V开关电源经电压转换模块为控制电路和采样电路提供辅助电源。分别对增加电压环动态变参前后的控制策略进行测试，突加10 kW电阻网侧输入电流波形如图10所示。

图10 策略更改前后输入电流波形

由图10可知突加10 kW负载，输入电流最大瞬时值76.0 A，可能会触发过流保护，增加电压环动态变参后输入电流最大瞬时值58.0 A；输入电流瞬时值明显减小，避免了因瞬时输入电流过大造成IGBT，进一步提升设备可靠性。

4 结 论

为了解决充电电源前级整流器在复杂电网场景下的输入电流过冲、输出电压跌落的问题，对三相Vienna整流器进行了理论建模分析、仿真计算和实验验证，采用电压控制外环参数动态调整的策略，对控制参数和切换阈值进行优化测试，解决了整流器突加负载和输入电压波动情况下的过流问题，提高了整流器的可靠性，更好地适用于特殊应用场景。