一种低偏流、低失调的高精度运算放大器设计

任保佳，魏海龙，白欢利

（西安微电子技术研究所，陕西西安 710065）

近年来，随着电子技术的不断发展及电子产品的广泛应用，作为电子系统基本单元的集成运算放大器已经渗透到生产、生活的各个领域[1-2]，其性能好坏通常会对整个电子系统的品质有决定性作用[3-5]。在一些需要对微弱信号进行采集和测量的精密领域，探测器输出电流能在毫安到皮安量级进行变化，此时运算放大器（以下简称运放）的失调电流和偏置电流就成为限制探测精度的主要因素。为了应对此类通用运放无法解决的问题[6]，必须要设计出具有低偏置电流、低失调电流和低失调电压等特性的高精度运算放大器[7-8]。

文中分析了国内外经典的高精度运放的设计原理和有待提升的不足(偏流补偿结构精度较低、输入级引入失调较大等)[9-13]，提出了一款高精度运算放大器的设计技术，通过使用新的电路拓扑结构和对传统结构的改进等方法，进一步减小了偏置电流和输入失调，优化了相关的参数。

1 电路结构分析

文中所设计的运放主要分为输入级、中间级和输出级三级。为了获得低偏流、低失调等高精度运放的关键参数，输入级的电路结构设计和后续的版图布局至关重要。而中间级和输出级主要和运放的增益和输出能力有关。

1.1 传统输入级

在之前的设计中，为了减小输入级的输入偏置电流，一般使用的方法有使用MOS 管或JFET 管作为输入级[14]、提升输入管电流增益（超β管）和设计偏流补偿结构等。其中MOS管与JFET管作为输入级工艺成本较高，失调特性较差，这里不作详细说明。

图1 所示为一早期的偏流补偿结构，这一设计及其相似的衍生类结构在国内外的高精度运放设计中曾被广泛使用[10-12]。补偿原理如下：采样管Q4 和输入管Q2 的集电极电流大致相等，可近似得IC4=IC2，管Q7、Q8 组成的电流镜采样了Q4 的基极电流并返回一个近似相等的电流到Q2 的基极，从而完成偏流补偿，减小输入偏流。实际上，由于采样管Q4 和输入管Q2 的集电极电流和β并不完全匹配，再加上PNP 电流镜基极电流和厄利效应带来的误差，最终会有1/20～1/5 的基极电流未补偿。

图1 传统偏流补偿一

考虑基极电流时的误差情况：

根据上式分析，由于PNP 管β较小，所以相比于采样电路而言，PNP 电流镜会成为更大的误差来源。此外，这一偏流补偿结构由于匹配性较差会导致失调电流的增大。失调电流变成了原始输入管与补偿结构两部分失调电流的总和。后者的大小取决于补偿结构中晶体管尺寸和β的匹配程度。

1.2 电流镜精度分析

通过对传统偏流补偿结构的分析可知，采样电路和电流镜的精度决定了偏流补偿的精度，为减小电流镜电路所带来的误差，以普通NPN 电流镜(见图2)为例进行分析。

图2 普通NPN电流镜

在理想情况下，若不考虑基极电流和厄利效应带来的误差，则有为电流镜的理想电流增益。实际上，在考虑基极电流的情况下：

再加上三极管固有的厄利效应，结合图3 推导出如下公式：

图3 Q2管的输出特性

其中，VA为厄利电压，βF为三极管电流增益，由公式可知，通过减小VCE2-VCE1的差值和减小基极电流等方式可以提升电流镜精度。

1.3 改进输入级

为改善之前的电路设计，提高偏流补偿的精度并减小输入失调，文中从电路结构和电路器件两方面进行了改进，提升了运放的精度。图4 为所设计高精度运放的输入结构。

图4 改进后的输入结构

为了获得低的偏置电流和失调电流，电路采用了超β管作为输入管，为解决超β管BC 结发生击穿的问题，使用Q20 和Q22 对输入级进行电压钳位，使得从Q5、Q6 的基极到Q1、Q2 的发射极只有大概两个二极管的压降，保证Q1、Q2 的BC 结接近零偏，不发生击穿。此外，电路使用了一种新的偏流补偿结构对输入管基极电流进行补偿，补偿原理如下：

Q12、Q13 完全相同，电阻R3、R4阻值相等，所以两支路电流近似相等IC12=IC13。对于Q17、Q18 和Q19组成的电流镜而言，由于电阻R8、R9、R10、R11阻值相等，可列出下列等式：

而三极管Q19 的发射极尺寸是Q17 的三倍，即:

结合式（4）、（5）可得：

因为Q17 电流近似等于Q13 电流IC17=IC13，所以可以近似列出等式IC19=3IC12，又因为Q3 集电极电流基本等于Q12集电极电流，输入管Q1、Q2所在两支路完全对称——平分剩余电流，所以可近似得出结论Q1、Q2和Q3所在三支路电流相等

因为Q9、Q10、Q11 三管尺寸完全相同，所以发射结压降也相同，可得：

且IC11=IB3，避免了PNP 电流镜基极电流的影响，所以基本补偿了Q1、Q2 输入管的基极电流。

图4 中，采样管Q3 和输入管Q1、Q2 的器件类型、尺寸和工作状态基本相同，保证了采样的精确性。Q18 管的存在使得Q17～Q19 电流镜的基极电流误差基本可以忽略。为降低电流镜中厄利电压对镜像精度的影响，上下两个电流镜都采用了射极负反馈电阻。此外，由图4 可知，Q12 的集电极电位等于Q11基极电位加Q11 发射结压降，Q13 的集电极电位等于Q11 的基极电位加Q15 发射结压降，因此Q12、Q13 集电极电位近似相等，进一步降低了厄利电压的影响，提高了电流镜镜像精度。

为更精确地保证采样管与输入管的电流比例关系，提高采样精度，使PNP 电流镜工作在相同的状态下并规避基极电流的影响，提高电流镜的镜像精度，文中所设计的输入级结构大大提升了偏流补偿的特性，使补偿更加精确，仿真结果显示最终偏置电流只有皮安量级。

在输入失调方面，为减小系统失调，使输入级完全对称，同时输入级采用共射共基结构提供较高增益。电路的双转单在中间级完成，由此后两级固有的不对称对失调电压的影响等效到输入级时都应除以输入级较高的增益，因此降低了电路的失调。

1.4 中间级和输出级

除输入级提供的部分增益外，大部分增益需由中间级提供，图5 为中间级和输出级的简图。中间级由一个差分电压放大器和M6 组成，M6 作为射级输出器连接到输出级，同时通过将M6 的发射极连到M4 的发射极组成自举电路，这一结构自举了M4 的输出阻抗ro4，因此仅有输入PNP 的输出阻抗对增益起了作用，输入PNP 管是横向器件，输出电阻可以根据需要做得足够大。

图5 中间级和输出级

根据文献推导，中间级增益表达式为：

M9、M10组成class AB 形式的互补输出级[15]，M7、M8 的存在避免了交越失真。为增强M10 电流沉的能力，设计了一个电流增强结构，使用M13 采样M10的电流并通过由M11、M12 组成的电流镜连接回M10 的基极，这样M12 就可以持续为M10 提供足够的驱动，保证了M10 电流沉的能力。

2 版图设计

对于高精度运算放大器而言，良好的版图设计是降低失调电压[16]、失调电流和相应温漂以及提升共模抑制比必不可少的部分。为了降低工艺变化率对器件匹配的影响，需要将输入超β对管分为四份并以同质心布局交叉连接发射区，使用这种连接方式还可以获得较低的1/f噪声并抑制热反馈对输入级漂移的影响。在排版方面，输入级的输入管、负载管以及中间级的输入管和负载电流镜都与输出级分别对称分布在芯片中线上下，从而降低输出级产热对输入级、中间级的影响，最大化直流增益。

如图6 所示，虚线右边为互补输出级的NPN 与PNP 管，虚线左边为输入级和中间级，两边都对称分布在芯片中线上下。

图6 运放排版的部分截图

3 仿真分析

文中所设计的高精度运算放大器基于西岳有限公司标准双极工艺进行仿真分析，表1 为文中设计运放与国内外同类运放关键参数的比较（25°正常工作条件下）。

通过表1 数据可知，文中所设计运放的偏置电流、失调电压和失调电流等几项关键参数与国内外其他高精度运放的相应参数相比都较为优秀，可以较好地满足高精度运放的设计要求。表2 为运放的其他主要性能参数（25°正常工作条件下）。

表1 文中电路与相关文献同类电路

表2 运放的其他性能参数

图7 为运放的开环频率特性，仿真条件为温度25 ℃，供电电压±15 V，负载为20 pF 电容和1 MΩ电阻。结果表明，运放直流开环增益可达130 dB，单位增益带宽983.29 kHz，相位裕度60.91°。

图7 运放的开环频率特性

4 结束语

文中提出了一种低偏流、低失调的高精度运算放大器的设计，分析了传统电路的原理和不足，通过对电路拓扑结构和器件等方面的改进，保证在正常工作情况下运放的偏置电流、失调电压和失调电流等性能都有较大提升，尤其在失调电流和偏置电流方面达到皮安量级，优于国内外同类高精度运放。运放中间级采用自举结构，仅使用少量器件就提供了90 dB 的低频增益，输出级在保证线性度和低失真的前提下，提供了较大的输出摆幅和驱动能力，且所需功耗较小。该设计可应用于许多微弱信号的精密检测和处理，如高精度稳压电源等。