LLC 谐振变换器PFM＋PWM 混合控制方法研究*

包尔恒 ，郑大成 ，何 玲

(1.广东水利电力职业技术学院自动化工程系，广东 广州 510925；2.深圳市华瑞新能源技术有限公司，广东 深圳 518110)

从LLC 的频率－增益特性可知(见图1)，随着输出电压的降低和负载的减小，需要不断提高开关频率[1]。在低压轻载或空载时开关频率达到最大值，该最大值和谐振腔参数的设计有关，如励磁电感和谐振电感的比值越大(高变换效率设计中[2－3])，特性曲线越平坦，需要的开关频率也就越高，由于开关器件开关速度的限制，开关频率不可能无限制的高，因而单纯的PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)控制很难满足宽范围输出电压的应用场合[4－5]，而目前常见的LLC 谐振变换器专用模拟控制芯片只能进行PFM 控制，因此无法满足要求。近年在较为先进的系统级电源产品中(如通信电源模块和充电桩模块等)，出现了基于DSP 数字控制的PFM＋PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)或PFM＋移相控制的混合控制方式[6]，出发点大多是出于解决宽范围输出电压应用场合中低压轻载时开关频率过高或高频段频率调节作用减弱甚至失调的问题，但如何进行混合控制方式下控制区域的划分是设计的难点，本文以2 kW 宽范围输出电压通信电源模块对此问题进行分析和实验验证，为混合控制方式的实施提供参考。

图1 LLC 特性曲线

1 宽范围输出电压LLC 谐振变换器分析

1.1 PFM 控制模式

在宽范围输出电压设计中，通常将额定输出对应的开关频率设置在谐振频率附近(略低于谐振频率)，根据LLC 谐振变换器增益－频率特性曲线，输出电压越低、负载越轻，频率越高，实际应用中存在下述问题:(1)对于诸如通信电源模块的低压限流态，由于输出电压低而输出电流大，原边存在大的谐振电流的同时开关频率远远高于谐振频率，开关管有在谐振电流峰值处关断的可能性，高的开关频率加上大的关断电流，导致开关关断损耗大大增加；(2)在低压轻载/空载时，开关频率达到最高，对于功率开关，结电容的存在限制了开关频率(设计中进行最高开关频率的设置)，因此在低压轻载时变换器将无法进行频率对增益的调节；(3)在追求高效率的变换器谐振腔参数设计中(如大的励磁电感和谐振电感比值)，特性曲线将趋于平坦，导致高频段的特性呈现直线特性或由于寄生参数的存在有可能出现上翘，PFM 控制失去单调性。基于上述分析，在宽范围输出电压应用场合，单纯的PFM 控制难以满足设计要求。

1.2 PWM 控制模式

针对2.1 分析的宽范围输出电压下PFM 控制存在的问题，通常设计方法是设置一个PFM 控制模态的最高工作频率，频率高于最高工作频率后进入PWM 控制模式，即PWM 控制的LLC 谐振变换器[7－8]。下面对PWM 控制模式存在的问题进行分析:对某设计参数的半桥LLC 变换器(图2)，在占空比40%时对其进行仿真分析(图3)，在Q1关断后的t1～t2段，由于谐振电流通过Q2的体二极管在续流(对应的变换器工作模态如图2 中粗线及箭头所示)，在电流过零前Q2的驱动信号出现时刻并不能改变电路的工作状态，即不能调节输出电压的大小[9]。占空比越大，这个失控时间段越长。在小占空比下，当Q2的驱动信号在t2时刻后出现时，占空比的变化才能引起电路工作状态改变，从而进行输出电压的调节，也就是只有在小占空比下才不存在输出电压PWM 控制的失控区。对于实际设计的LLC 谐振变换器，这个临界的占空比大小是多少?工程设计上通常通过仿真和实验手段确定(见本文实例)。

图2 半桥变换器及工作模态

图3 PWM 控制40%占空比仿真波形

1.3 PFM＋PWM 混合控制模式

从上述分析可知:在宽范围输出电压应用场合，PWM 控制大占空比时的失控和PFM 控制高频段的限制，导致单一的PFM 或PWM 控制都难以实现LLC 谐振变换器的控制要求。根据LLC 谐振变换器的频率－增益特性，由于占空比调节和频率调节的方向相反，即PFM 高频段对应PWM 控制的小占空比段，因此合理设计PWM＋PFM 混合控制就可以实现各自单一控制模式的缺陷互补，具体如下:宽范围输出电压的低压轻载段(高频段)，PFM 控制作用减弱，但低压轻载段正好对应PWM 控制具有良好调节特性的小占空比区段，该区段采用PWM 控制正好可以实现PFM 控制存在的问题；在高压输出和负载电流较大的区段对应频率－增益特性的陡峭段(低频段)，调频模式具有良好的调节特性，因此将两者结合可以解决宽范围输出电压应用中输出电压的良好调节作用。

2 设计实例及实验

以后级直流－直流变换部分采用半桥LLC 谐振变换拓扑的2 kW 通信电源模块设计为例，LLC 变换器输入电压为直流400 V，电源模块要求的输出外特性如图4 所示，基于上述三种控制模式的分析并结合外特性要求，对混合控制的区间规划如图5。

图4 变换器输出特性

图5 混合控制区间规划图

半桥LLC 谐振变换器的增益－频率特性表达式为:

fs为开关频率，fr为谐振频率，Re为折算到原边侧的等效负载电阻，n为变压器原副边匝数比，Lr为谐振电感量，Lm为励磁电感量，Qs为品质因数，Po为输出功率，Vo为输出电压。本文设计采用的谐振腔参数如下:

对上述设计参数的LLC 变换器在PWM 控制模式下进行测试:输入电压400 VDC、6 Ω 恒阻性负载下将频率固定为最高限制频率350 kHz，测得占空比和输出电压的关系曲线如图6(横坐标为占空比、纵坐标为输出电压)。从实验测试结果可以看出:占空比达到30%后，增益－占空比特性变得非常平坦甚至有一段递减的区域，也就是大占空比下存在不单调现象。

图6 PWM 态占空比-输出电压测试曲线

图7 测量了开关频率357 kHz 下前述t1到t2的时间为396 ns(C1为Q2驱动VGS；C2为Q2电压VDS；C3为Q2电流IDS)，该时间段的特征在于MOSFET的VDS电压为零，说明其体二极管在续流，此时不管开关是否有驱动，传递到副边的能量都是一样的，占空比的改变不影响输出电压，即前述的PWM 控制模态的不单调现象。加上死区时间190 ns(设置值)共586 ns，50%占空比对应时间为1 400 ns，则可以计算PWM 不单调的区间长度为:(586/1 400)/2＝21%，也就是说此时占空比50%和29%输出电压是一样的，即占空比在29～50%范围不单调。

图7 不单调占空比区间测试

基于实验测试，结合前述对PFM、PWM 及PFM＋PWM 控制模式的分析，对该变换器混合控制模式设计方法如图8[9－10]，进一步说明如下:纵坐标表示频率＆ 占空比(frequency＆Duty cycle，f＆D)。在宽范围输出电压的低压轻载输出状态，LLC 谐振变换器易呈现频率－增益特性曲线平坦，导致PFM 控制的不单调，采用单一的PWM 控制，开关频率保持设置的最高开关频率，即OA 段；当占空比增大到一定值出现不单调时，采用PFM＋PWM 混合控制模式，即AB 段(开关频率从最大值开始降低而占空比从较小值逐渐增大)，该模式对应宽范围输出电压的中压段和中轻载输出状态；在变换器工作的额定态附近，由于特性曲线较为陡峭，PFM 控制模式具有良好的调节特性，采用单纯的PFM 控制(占空比保持最大占空比50%不变)，即BC 段。

图8 混合控制方案

3 结论

LLC 谐振变换器在宽范围输出电压应用中，单一的PFM 或PWM 控制都存在各自的局限性，根据实验或仿真手段可以构建合理的混合调制方案。本文在分析单一PFM 或PWM 控制局限性的基础上，提出了PFM＋PWM 混合控制的设计方法，对该应用场合且额定态高效率要求的LLC 谐振变换器设计具有一定的指导意义。