基于机载1394B总线采集系统的SIPI仿真激励研究

于东哲

(中国飞行试验研究院 机载测试技术研究室，西安 710089)

0 引言

随着航空总线网络设计技术的发展，传统的1553B总线由于传输速率低、网络拓展空间低等因素的限制已不能满足航空电子系统发展的需要，对密集型的航空电子系统进行信息和功能融合的综合航空电子化技术需求愈来愈强烈。进入21世纪以来，美国采用MIL-1394总线作为数字飞控系统互联和数据传输的高速总线，军用1394B总线的相关标准是在2006年以后发布的，IEEE-1394B 标准(SAE-AS5643)，即MIL-1394B总线标准，在2006 年进行了发布和修订，国内称之为军用1394B总线标准，新型军用1394B总线带宽可以达到400 Mbps，最早出现在美国的F-35战机上，F-35飞机对1394总线数据进行了试飞测试。

航空电子系统发展突飞猛进，机上系统对总线带宽的需求持续增长，1394总线的数据速率从初代基础上随需求不断提升，目前1394总线理论上支持最高3.2 Gbps的数据速率。当1394总线速率不断提升，信号完整性与电源完整性(SIPI, signal integrity and power integrity)问题越来越严重。飞行试验中，机载高速总线采集板卡功能受数据速率提升影响巨大，数据传输系统在高频时往往出现与低频截然不同的特性，出现包括反射、串扰、抖动等信号完整性与电源完整性问题。

为正确判断试验机机上关键系统高速总线通讯准确性，需要对机载1394B高速总线采集板卡进行系统级的SIPI仿真来验证板卡的硬件传输性能，保证采集总线数据准确性。本文对机载高速1394B总线采集板卡SIPI仿真中需要的最坏情况激励进行深入研究。首先研究机载1394B总线采集板卡存在的SIPI问题；其次分析最坏情况激励产生机理；最后针对选通波占空比设计实验并分析实验数据得出结论。本文研究结果为机载1394B高速总线采集板卡的SIPI仿真关键技术，指导1394B总线采集逻辑设计，提供1394B总线采集故障排除思路。

1 传统SIPI仿真存在的问题

信号完整性(SI,signal integrity)指信号在信号网络传输后，时序与电平能否满足接收端信号阈值要求。信号完整性问题包括反射、损耗、线间串扰、码间串扰和抖动等，分布在传输线和传输起止点的各个部分。

电源完整性(PI, power integrity)指电源分配网络(PDN, power delivery network)各点电平在传输电能过程中稳定持续的问题。电源完整性问题包括电压降、稳压器输出纹波、同步开关噪声、电磁辐射噪声等。

在传统的SIPI仿真中，将信号完整性(SI)和电源完整性(PI)作为两部分别仿真，工程师针对SI和PI的仿真结果分别对信号路径和电源分配网络进行SIPI优化。随电路集成度及多层堆叠水平提高，常规分析方式导致过度设计，且在同步开关噪声作用下SI与PI密切相关，分开研究导致耦合效果缺失。SIPI联合仿真在进行SI仿真的同时参考PI的耦合效果，大大降低过度设计风险，节约仿真时间。在现有SI与PI仿真中，系统输入激励选择范围较固定，包括随机码、固定频率方波和伪随机二进制码(PRBS, pseudo-random binary sequence)等。以上激励在仿真中无法全面体现系统的传输性能，尤其在SIPI联合仿真中，常规激励无法提供系统整体最坏的输入情况。

在SI仿真中，常使用伪随机码作为能够体现信号路径SI性能的激励，伪随机码的伪随机性能全面体现系统信号线路的SI性能。在PI仿真中，使用具有电源网络阻抗谐振频率的方波作为激励，根据同步开关噪声原理，这种方波激励的频域分量在电源网络阻抗谐振频率处幅值很高，将在电源网络中产生最大的电源噪声。

在1394B总线采集模块SIPI仿真中，考虑同步开关噪声影响下的SIPI耦合，结合PRBS码与电源网络阻抗谐振频率方波,产生初步的最坏情况激励。但最坏情况激励产生过程中的选通方波占空比需仿真研究确定。

2 1394B总线采集SIPI研究

在实际工作中，国际应用较广泛的某型号1394B总线采集板卡面对过高的1394B总线数据速率，在传输带线及I/O口模拟设计层面存在串扰、反射、抖动及同步开关噪声问题。

1)串扰：

串扰主要分为码间串扰和线间串扰。

码间串扰主要由于传输带线寄生参数造成的高频阻抗较高，使信号的高频分量削弱。当频域中的高频分量占比降低，在时域中就体现为信号效果延长，最终导致相邻信号相连，无法判决中间数据性质，形成信号内码值与码值之间的串扰产生数据误码。

机载1394B采集板卡SIPI性能主要受到线间串扰影响。线间串扰原理如图1，线间串扰由采集板卡信号传输带线中，高速变化的电压信号所引起的剧烈小范围电磁场变化引起。在板卡实验中，观察到的线间串扰波形尚未能对总线信号判决产生影响。其主要原因为：采集模块设计体积较大，拥有大量线间距裕值，有效减少线间串扰。线间串扰在未来高集成度低功耗采集模块中，将产生大量SIPI问题。

图1 线间串扰原理

2)反射：

在传输线设计中，寄生电容、寄生电感及其他寄生效应产生传输线寄生阻抗。当寄生参数在设计或工艺限制下在线上某点发生变化，则此点产生阻抗差值，信号在此点发生反射。

信号反射强度如公式所示，

(1)

式中,

V

与

V

分别为反射信号电压与输入信号电压；

Z

与

Z

分别为阻抗变化前后的传输线特性阻抗。信号线阻抗不匹配时，可在接口处测得过冲或下冲波形；信号在传输线上来回反射时，则会产生振铃现象如图2所示。

图2 振铃现象

采集板卡的反射问题在端口端接电阻设计错误时，其产生的信号削弱与返回信号串扰尤其明显，产生的信号过冲和下冲及后续的振铃现象极影响信号判决。信号反射产生的振铃问题可通过合理设置I/O端接电阻来解决。

3)同步开关噪声：

同步开关噪声(SSN, simultaneous switching noise)是多I/O数据传输系统的重要电源噪声来源，其原理图如图3所示。图中NMOS与PMOS组成IBIS规则的下的简化I/O驱动器，输出电路存在寄生电阻和寄生电感，并搭载负载电容，电源线路存在寄生电感和去耦电容。

图3 SSN产生原理图

SSN产生电源电压波动有两点要求：信号路径存在开关状态切换；电源网络存在寄生电感等寄生参数。当输出信号由1变为0，PMOS打开，负载电容充电，产生经过PMOS的由电源线路到负载电容的充电电流；当输入信号由0变为1，NMOS打开，负载电容放电，产生经过NMOS的由负载电容到地的放电电流。充电电流在电源网络中流过寄生电感与寄生电容，产生电源电压噪声。有时由于接地网络设计不当，放电电流引起电压波动，产生地弹效应。

(2)

式中，

V

为同步开关噪声电压，

N

为同时切换状态的开关个数；

L

为电源网络的寄生档案；

i

为单个开关切换状态时负载充电电流和瞬时导通电流的和；

t

为开关状态切换时间。SSN电压的幅值由开关个数、寄生电感感抗和电流变化沿斜率决定，频率由系统输入激励决定。

1394B采集板卡的SSN问题造成高速总线信号对板卡电源平面供电质量产生影响，是采集板卡进行SIPI联合仿真的重要原因。最坏情况激励设计主要以SSN为切入点进行设计。

3 总线最坏情况激励机理分析

由于SSN在电路I/O接口中普遍存在，采集板卡电源平面中存在波形与总线信号相关的噪声电压波动。同时根据电源平面噪声研究结果，电源平面存在寄生阻抗，且寄生阻抗存在谐振频率，结合SSN噪声原理可进行最坏情况激励设计。此最坏情况激励作为电路SIPI性能仿真信号输入，须同时考虑高速总线采集模块的信号通路SI性能与电源通路PI性能，考虑两者的耦合效应，最终产生采集模块可能处理的会产生全面SIPI性能影响的最坏输入信号。

将PRBS码与电源网络阻抗谐振频率方波结合以产生最坏情况激励，在SIPI仿真中体现系统最坏的工作情况。利用选通方法作为两种激励的结合方式，当具有电源网络阻抗谐振频率的方波(后称选通方波)为低电平时保持低电平信号，当选通方波为高电平输出PRBS码，最终产生具有更高低频分量的PRBS码。

当激励分别为选通方波、PRBS码、最坏情况激励时的仿真结果对比如图4所示。此仿真环境中，数据速率2.4 Gbps，电源网络阻抗谐振频率120 MHz，仿真激励长度设置为600 bits。

图4 采用不同激励下的DDR总线系统输出眼图

由图4参数可知最坏情况激励产生眼图的眼宽比PRBS码产生的眼宽减少4.7%(16.33 ps)，；最坏情况激励产生眼图的眼高比PRBS码产生的眼高减少了19.9%(104 mV)。

这种选通产生的新激励全面体现了总线系统的SIPI问题，但通过选通方式将两种激励进行耦合同样损失了大量的信号变化沿，也就是在产生电源网络最大噪声的同时损失了用来体现信号网络性能的信号变化沿。

选通波占空比作为最坏情况激励产生过程中的唯一变量，同时控制选通方波在频域中谐振频率点的幅值和剩余的变化沿数量，直接决定了最坏情况激励的仿真效果，需要通过计算结合仿真的方式进行设计分析。

智能分析仪表集成了多个传感器，除输出测量值，还输出多个设备本体及辅助设备的状态及验证信号，用以辅助判断测量值是否有效。下面介绍Profibus-DP的智能分析仪表的信号种类。

4 占空比分析实验设计

由同步开关噪声引起的电源电压波动是高速系统中重要的非理想因素。在电源网络中产生的噪声频率取决于激励信号，噪声频域分布与激励的频域分布有关，这是本文选通波占空比研究的基础。

由傅里叶变换可知：

(3)

其中:

τ

为一周期内高电平的持续时间，

T

为周期，

τ/T

为占空比，其他参数为傅里叶变换的常规参数，不再赘述。根据欧拉公式：

(4)

用

k

代替占空比

τ/T

，则

(5)

由上式可知，当

nk

值为整数时，频域分量为0。取第一个频域谐振点的峰值作为参考，即

n

=1，利用求导法求得，当

k

=1

/

2时，

F

获得最大值。即，仅对于电源网络噪声来说，当占空比为1/2时，产生最大的电源网络噪声。但在SIPI联合仿真中，选通波占空比为1/2时产生的激励是否为最坏情况仍需要研究。假设电源网络设计水平极差，电源网络噪声无限大，则此时选通波采用1/2占空比产生的激励码型为最坏情况激励；假设电源网络设计水平极高，电源网络噪声无限小，此时选通波占空比为1将产生最坏情况激励。为验证上述占空比计算结论，设计3个对比实验。

实验中可控环境变量与关键变量分为系统基础参数(包括数据速率、时钟周期、仿真时长)，激励产生过程中选通波占空比，仿真环境的信号传输能力与电源平面设计水平。针对以上参数，实验环境设计如下所示：

1)研究正常情况下不同占空比选通方波产生的最坏情况激励的仿真结果。

搭建基于机载1394B采集模块电路结构的仿真环境。环境中仿真数据速率设置为2.4 Gbps，时钟频率设置为1.2 GHz，仿真时长设置为600个数据输出时间。

将最坏情况激励选通方波的占空比分别设置为1/2、3/4和9/10，对PRBS码进行选通，产生各自的“最坏情况激励”，输入仿真环境分别仿真。选通方波占空比的设定同时考虑电源网络阻抗谐振频率和系统的数据速率，以数据比特数作为选通波波长单位。

信号采集末端设置观察点，采用1倍信号周期画出输出信号眼图，输出至观察窗口。

2)研究信号通路恶化情况下不同占空比选通方波产生的最坏情况激励的仿真结果。

同样采用搭建好的基于机载1394B采集模块电路结构的仿真环境，人为对仿真环境中信号网络传输情况进行恶化，将信号输入端的端接电阻由40 Ω更改为80 Ω，此时信号反射率约达30%，数据速率调整到3.2 Gbps。

选通方波的占空比设置为1/2、3/4和25/28，分别对PRBS码进行选通，产生各自的“最坏情况激励”，输入仿真环境分别仿真。

信号采集末端设置观察点，采用1倍信号周期画出输出信号眼图，输出至观察窗口。

3) 研究电源网络优化情况下不同占空比选通方波产生的最坏情况激励的仿真结果。

同样采用前实验的基于机载1394B采集模块电路结构的仿真环境，对仿真环境中电源网络传输情况进行优化。以实验1)中的环境参数为基础，在电源网络并接16 nF的去耦电容，此去耦电容能有效减小电源网络100 MHz频率附近的阻抗，即减小电源网络谐振频率阻抗峰值。由于存在寄生电感等参数，此电容的去耦效果优于其他量级容值电容。去耦效果如图5所示，谐振频率由120 MHz移动到60 MHz，谐振阻抗从减小一倍以上。

图5 去耦前后电源网络频域阻抗

对应设置最坏情况激励选通波占空比为1/2、3/4和9/10，对PRBS码进行选通，结果激励输入仿真环境分别仿真。

信号采集末端设置观察点，采用1倍信号周期画出输出信号眼图，输出至观察窗口。

5 实验结果及分析

将输出窗口的眼图绘制结果整理对比如下：对比实验的信号采集末端输出如图6中(a)(b)(c)所示，分别对应(1)(2)(3)仿真环境。

眼图参数为实际测量的最小眼宽与眼高，参数测量后记入表1。其中眼宽参数为pS，眼高参数为mV。

表1 3种传输情况下，不同占空比选通波产生的激励的仿真眼图参数

图6 3种传输情况下，不同占空比选通波产生的激励的仿真眼图

实验数据中：

1)当采用初始机载1394B总线数据采集模块仿真环境，1/2占空比选通波产生的激励的输出眼图相比于3/4占空比的情况，眼宽减少1.0%(3.56 ps)，眼高减少17.3%(85 mV)；

2)采用恶化信号网络传输情况后的仿真环境，1/2占空比选通波产生激励的输出眼图相比3/4占空比的情况，眼宽减少8.5%(12.76 ps)，眼高减少27.0%(104 mV)；

3)采用优化电源网络传输情况后的仿真环境，1/2占空比选通波产生激励的输出眼图相比3/4占空比的情况，眼宽减少0.3%(1.05 ps)，眼高减少4.8%(26 mV)。

4)所有实验条件下，最大的占空比(18/20,25/28)产生的眼图均最大。其原因可分析为：过大的占空比导致激励在电源平面谐振频率位置的频域分量过小，激起的电源噪声波纹弱，系统电源噪声未得到全面体现。

在不同传输情况下，1/2占空比选通波产生的激励都为最坏情况激励。

结果中，随着信号网络传输情况的恶化，1/2占空比情况下最坏情况激励产生的眼图参数和3/4占空比情况的眼图参数同步剧烈恶化，说明采集模块的信号网络SI性能为整体SIPI性能的主要影响因素。同时，1/2占空比情况下最坏情况激励产生的眼图参数仍旧明显小于3/4占空比情况的眼图参数。

随着电源网络传输情况的优化，1/2占空比情况下最坏情况激励产生的眼图参数和3/4占空比情况的眼图参数逐渐接近。以当前行业电源网络设计生产水平及小型化高集成限制，电源网络设计尚不存在如本文中的优化设计空间，1/2占空比选通波产生激励的输出眼图参数在未来一段时间的SIPI仿真中仍会小于3/4的情况。

以上仿真实验时长平均为1.5小时，为系统级SIPI仿真中较普遍的仿真时长，没有增加仿真时长提高信号变化沿数量的可能。所以，当选通方波占空比为1/2时，选通产生的结果码型在实验的各种情况下均为最坏情况激励。

6 结束语

在机载1394B总线数据采集模块的SIPI仿真中，结合频率为电源网络阻抗谐振频率的方波和PRBS码，产生全面体现系统SIPI问题的最坏情况激励时，占空比为1/2的选通方波产生的最坏情况激励将体现最坏的信号传输情况，起到最好的验证作用。

在国产化机载总线采集模块设计过程中，应避免电源网络阻抗谐振频率接近机上总线信号频域分量极值点，如无法避免则应设置特殊空白位填充字避免出现本文验证中占空比接近1/2的情况。在机载总线采集模块应用中，如发生采集错误的故障，则应将模块的SIPI问题作为故障项进行排除。