一种级联Boost和Luo变换器的新型组合式单开关变换器*

2022-05-20刘小荻姚绍华杨佳霖

电气工程学报 2022年1期

刘小荻岳舟姚绍华杨佳霖

(湖南人文科技学院能源与机电工程学院娄底 417000)

1 引言

DC-DC拓扑主要分为隔离设计和非隔离设计。在隔离设计拓扑中，线圈的匝数比对电压增益的增加起着至关重要的作用，与占空比取值高无关。由于高频变压器的存在所产生的隔离保护作用使负载免受输入源故障的影响。尽管隔离型变换器有上述优点，但磁心带来的缺点是增加了变换器的体积、重量、价格及其损耗。此外，由于输入电流不连续以及漏感的存在，必须使用缓冲电路，这样就势必会增加电路元件的数量和变换器的复杂性。因此，在没有必要一定使用隔离电路的情况下，使用非隔离拓扑是比较合理的选择。在包括Buck、Buck-Boost和Boost变换器在内的标准非隔离变换器中，Buck-Boost和Boost变换器可以提高输入源的电压电平。输入和输出电流不连续以及输出电压的负极性是Buck-Boost变换器的主要缺点。在第一种模式下，能量存储在电感中，随后释放到负载，因此50%占空比是最佳选择。但是这种情况会导致Buck-Boost变换器电压直接通过而无法升压[1-3]。

传统Boost变换器可以提高输入电压增益。从理论上讲，通过增加占空比可以获得更高的电压增益。然而，实际结果与理论关系不符[1-3]。占空比趋近于1使得二极管的导通时间趋近于零，这使得二极管的反向恢复时间复杂化。占空比越高，开关和二极管的电压/电流应力越高，从而导致更高的损耗[4-8]。基于上述原因，有专家和学者提出了一系列新型的拓扑结构。其中之一就是Boost变换器的级联，如图1a所示。该拓扑结构中使用了一个开关和三个二极管，这是由两个Boost拓扑级联而成的。当占空比为50%时，电压增益为4，其电压增益与文献[9]中提出的拓扑结构是相同的。

为了获得更高的电压增益，占空比必须接近1，这样就会由于元件数量的增加而显著降低效率。另一个高升压拓扑是Luo变换器，如图1b所示。与Boost拓扑相比，输入电流纹波较大，增加了输入直流环节电容值。换言之，在所述变换器的第一工作模式期间，随着开关导通，D1导通。由于通过C1和输入源的并联产生的电流，所述二极管承受正向电压而导通。这种电流在第二种工作模式下不会出现。因此，输入电流纹波增加。此外，该电流纹波会降低电容器的使用寿命，从而影响整个拓扑的使用寿命。当占空比为50%时，输出电压将是输入电压的三倍。当占空比接近1时，会导致其与级联Boost转换器相同的缺点。

图1 Boost和Luo变换器

有专家学者提出了一类二次型Buck-Boost变换器[10-14]。这类拓扑结构用于光伏板的太阳能优化或消除文献[15-16]中的电流纹波。为了获得更高的电压增益值，占空比必须超过50%。文献[11]和[14]中提出的变换器的输入电流不连续，文献[10-13]中所提变换器的电感器数目较多，半导体器件的电压/电流应力较大。文献[17-20]中提出的变换器是另一种二次变换器，主要用于燃料电池应用。为了获得更大的电压增益，需要更高的占空比。文献[17]和[18]使用三个电感以提高增益，但同时也增加了变换器的体积和总损耗。此外，在文献[19]和[20]中，输出电压的负极性导致负载不接地。文献[21]和[22]提出了其他类型的二次型变换器。在上述两个变换器中，负载与输入源接地不同。当占空比为50%时，电压增益为3。文献[9]提出了一种电压增益为升压变换器平方的二次升压变换器，其中一个半导体的电压应力高于电压增益。

为此，本文提出一种基于Boost变换器和Luo变换器的拓扑结构。与文献[11]和[14]中提出的变换器不同，在所提变换器的第一级中实施Boost拓扑结构使输入电流连续，并使整个变换器适合可再生能源应用。同时还解决了Luo变换器和文献[10, 18,20-21]提出的变换器输入电流纹波大的问题。在文献[10, 18, 20-21]提出的拓扑中，通过输入源的电感电流的数量是不同的。因此，与Luo变换器类似，所述变换器的输入电流纹波增大。将电压提升技术应用于Luo变换器中，与Boost变换器相比具有更高的电压增益。所以，在级联Boost变换器的第二级中使用Luo变换器而不是二次升压变换器，增加了电压增益，并且在占空比较低的情况下，能够获得更高的电压增益。文献[17-18, 22]中提出的变换器有三个电感，本文设计的变换器只有两个电感，因此减小了变换器的尺寸，而且其电压增益高于近期所提类似DC-DC变换器。所提变换器中半导体器件的电压/电流应力的标准化值较低。该变换器也可用于需要提高电池电压的应用(例如，24 V提升至100/200 V，如电动汽车)。此外，连续的输入电流使这种设计适合可再生能源应用，以提供高且稳定的输出电压。

2 所提变换器

2.1 拓扑结构

本文所提变换器的拓扑结构如图2a所示。根据图2a可知，所设计的变换器是Boost和Luo变换器的级联。该拓扑的第一部分采用Boost拓扑，使得输入电流连续，这是所设计的变换器适用于可再生能源应用的主要原因。此外，输入滤波电容的大小及其电流应力也减小了。该拓扑在连续导通模式下有两种工作模式。为了分析所提变换器，假定所用元件是理想的，变换器工作于(Continuous conduction mode，CCM)状态，以及电容器电压值足够大(几乎趋于恒定值)。

图2 拓扑结构与工作模式

2.2 工作模式

在第一工作模式下，当开关导通时，D1和D3处于正向偏置而导通。同时，电感被磁化，其电压为正。C1和C0由于其负电流而放电，C2由于其正电流而充电。所提变换器在第一工作模式下的电路原理图如图2b所示。

在第二工作模式下，开关关断。同时，D1和D3处于反向偏置。另一方面，D2和D4开始传递电流。在第二工作模式下所提变换器的电路原理图如图2c所示。在这种模式下，施加在电感上的电压为负。因此，电感器消磁。C1和C0电流变为正，并开始充电。电感电压和电容电流的状态方程如下

2.3 电压和电流二次平衡

根据电感器电压的伏秒平衡原理和电容器电流的安秒平衡原理，推导出电感器的平均电压为零以及电容器的平均电流为零。电容的平均电压和电感的平均电流表示如下

2.4 半导体器件的电压/电流应力

开关和二极管的电流应力是由半导体有源模式下的电感电流引起的。半导体的电压应力是由于半导体的非导通模式中的电容器电压。半导体的电压/电流应力与占空比、输入电压以及输出电流的关系如下

2.5 电感的电流纹波和电容的电压纹波

电感电流纹波可以由电感电流的最大值和最小值之差得到。因此，理想的工作模式中涉及电感电压。此外，电容电压纹波可以由电容电压的最大值和最小值之差来计算。因此，在理想状态下，电容器电流包含在工作模式中。电感电流纹波及电容电压纹波计算公式如下

2.6 不连续导通模式

不连续导通模式(Discontinuous conduction mode，DCM)在一个时间间隔内使电感的电流为零。开关导通时间与开关周期的比率称为D。另一方面，开关关断时间与开关周期的比率称为D1，所有半导体关断时间与开关周期的比率称为D2。这三个术语相互之间的关系如下

DCM下变换器的增益计算如下

变换器在CCM或DCM状态下运行与电感值有关。因此，在CCM状态下工作电感器的最小值计算如下

3 电压增益对比

图3将所提变换器的理想电压增益与传统变换器以及部分参考文献中提到的变换器的电压增益进行了比较。为了体现电路的实际工作模式(即非理想模式)，应该给电感器和开关施加电阻以及对二极管施加导通电阻。rL、rS和rD分别代表电感电阻、开关电阻和二极管导通电阻。由于无源元件的参与，得到非理想增益计算公式为

图3 所提变换器与传统变换器及各类二次变换器的理想电压增益比较

理想和非理想增益的比较如图4所示。在50%的占空比下，所提变换器的理想和非理想行为大致相同。然而，从50%及以上的占空比来看，所提变换器的理想和非理想增益表现不同，并且它们的差异随着占空比的增长而增加。从图4可以推断，最大增益是在占空比为70%时实现的，大约等于10。

图4中的曲线表明，该变换器适用于120 W的输出功率。从图4可以看出，变换器的电压增益在2～6变化，而占空比为0%～50%不等，本文所设计的拓扑结构，其电压增益高于传统的Boost、Buck-Boost、Cuk和Sepic变换器类型。

图4 所提变换器的理想和非理想电压增益比较

4 电压/电流应力对比

通过将输出电压和输入电流视为电压和电流的基础值，开关和二极管的单位电压/电流应力值如下

当占空比变为50%时，所表达的关系等价，在此基础上进行对比分析。上述占空比是根据表1文献中的变换器进行计算。电压/电流应力的单位形式是根据表1文献中的变换器进行编写，它们的值根据占空比的相应值进行计算。如表1所示，文献[9-11, 13-16,18-20]中S1的电压应力与所提出的开关相比具有较低的值。此外，除了文献[17]之外，所提变换器S1的电压应力低于所对比变换器中S2的电压应力。

表1 电压/电流应力的比较

所对比变换器中两个开关的电压应力平均值高于本文所设计变换器中开关的电压应力。所提变换器中二极管的平均电压应力低于所对比变换器中的相同参数。此外，在所对比变换器中，所提变换器的D3和D4的电压应力低于D2的电压应力，所提变换器的D3和D4的电压应力低于文献[21-22]中D1的电压应力。

所提变换器中S1的电流应力低于文献[10-17,19, 21]中的电流应力。所提变换器中S1的电流应力高于所对比变换器的S2的电流应力。与文献[10-16,21]中最后一个二极管的电流应力相比，所提变换器中D4的电流应力具有较低的值。所对比变换器中二极管的平均电流应力低于所提变换器中二极管的平均电流应力。

5 仿真研究

在Matlab/Simulink仿真平台上，对新型组合式DC-DC变换器进行建模并仿真。仿真参数设置如下：输入电压Uin=24 V，占空比D=0.45，开关频率fs=100 kHz，负载电阻R=320 Ω。变换器输入输出电感L1=55 μH，L2=333 μH。电容C1=10 ΜF，C2=5 μF，C0=1.66 μF。所提变换器在100 kHz开关频率和45%占空比情况下的仿真结果如图5～8所示，仿真结果与理论分析基本一致。从图5可以看出，当变换器的占空比为0.45，输入电压为24 V时，变换器的输出电压为116 V(为输入电压的4.8倍)，略低于理想电压增益5.1倍。其主要原因是功率开关、二极管、电容和电感之间的电压下降，导致电压增益有所降低，因此，实际的输出电压会低于理论值。图6所示为电感电流仿真波形。从图2所示的电路拓扑可以看出电感L1电流即为输入电流。电感L1的电流被限制在1～4 A，并保持了变换器的输入电流连续。从图6可以看出，电感是均匀充电的，并在连续导通情况下传递电流。电感L2电流的仿真结果表明该变换器保持了电流连续的能力。图7所示为电容电压的仿真波形。从仿真结果可以看出，电容之间的电压较小，远小于输出电压。图8所示为通过二极管D1、D2、D3、D4以及功率开关S的电流仿真波形。

图5 输入和输出电压仿真波形

图6 电感电流仿真波形

图7 电容电压仿真波形

图8 通过二极管D1、D2、D3、D4以及功率开关S的电流仿真波形

通过对仿真结果的分析，得到以下结论。所提变换器在只用一个功率开关的情况下实现了高电压增益(4.8倍升压增益)，且在开关应力相对较低的情况下能够获得较大的电压增益。在占空比较低(D=0.45)的情况下，仍能够获得更高的电压增益，且电压/电流应力的标准化值较低。因此，所提变换器非常适合于太阳能光伏应用，且能提供较高且稳定的输出电压。