宽带高线性高隔离无源双平衡混频器

张 博,黄 晴,吴昊谦

(西安邮电大学 电子工程学院,陕西 西安 710121)

在5G 通信快速发展时代,多通道技术的应用推进了射频微波电路元器件数量的迅速扩展,在通信系统或检测系统中,信号频率变换一直是射频接收系统中重要的核心问题[1-2]。混频一般通过有源或无源器件的非线性相乘作用来实现,产生输入频率的和频与差频分量,对输入信号进行频谱的线性搬移。

混频器作为微波收发系统的核心器件之一,其性能的好坏将直接影响整个系统的性能,高线性度以及高隔离度混频器是大动态接收系统的关键部分[3],其线性度直接影响接收系统的动态范围,且端口间隔离度越高,信号泄露越少,混频失真越小,则混频器整体的性能得到大幅度改善。在高分辨力地下探测雷达应用中,混频器需具备较宽的频带、高线性度和良好的本振到射频端口的隔离度。双平衡混频器具有高隔离、高线性、宽频带的混频优点[4-5]。

目前常见的无源混频器结构有单端、单平衡、双平衡、三平衡等结构。刘浩等[6]利用三平衡结构设计了2～18 GHz 的混频器,此结构的优点是各个端口的隔离度得到明显的改善,但同时混频器的变频损耗也受到了一定的影响,且芯片面积较大。池凯等[7]利用双平衡结构设计了0.8～1.2 GHz 的混频器,该混频器利用螺旋巴伦结构减小了芯片面积,但其带宽较窄,且变频损耗较差。

传统的双平衡结构采用环形二极管堆、射频巴伦、本振巴伦组成[8],这种结构虽具有较好的端口隔离度,但因其中频通常从射频端口提取,因此射频到中频端口的隔离度很差,为解决射频到中频端口信号泄露的问题,本文提出了一种改进的双平衡结构,对巴伦以及混频电路整体结构进行了改进。与传统的双平衡结构相比,本文采用双混频环电路拓扑结构,不仅具有高的端口隔离度和低的变频损耗,且扩宽了带宽,杂波分量更少,尤其射频到中频端口有明显的改善。与三平衡混频结构相比,减小了芯片面积,同时提高了线性度,扩展了动态范围。

1 二极管混频电路基本理论

1.1 二极管非线性分析

二极管为非线性器件,可用非线性的分析方法来分析。二极管的伏安特性可表示为[9]:

其中

式中:vQ为静态工作点电压;v1、v2为两个输入电压。

通过泰勒级数展开为:

其中

由二项定理可知:

即

设

将式(7)带入式(6)可知,电流中包含众多组合频率分量,即

通过对二极管的非线性特性分析,推导出无用的高阶项组合频率分量很多,因此需要选择合理的拓扑结构来减少无用的频率分量,通常可以采用多个非线性器件组成平衡电路的结构,抵消一部分无用频率分量,减少杂波分量输出。

1.2 二极管混频电路

二极管混频电路如图1 所示,其组成有:环形二极管堆、射频巴伦、本振巴伦、中频提取电路。二极管堆采用肖特基二极管,若本振功率足够大,则可认为二极管均工作在受本振电压控制的开关状态[10]。

图1 双平衡混频电路拓扑结构Fig.1 Double balanced mixer circuit topology

假设射频信号:

本振信号:

式中:vRF代表射频信号电压;vLO代表本振信号电压。

电流通过泰勒展开式如下:

当m和n为偶数时:

由式(12)可知,射频信号以及本振信号的所有偶次谐波分量均被抵消,输出信号中只包含奇数次谐波分量。此结构的优点在于其混频产物只有单端混频器产物的四分之一,大大减少了混频器的中频杂散输出。

2 巴伦设计

在混频器电路设计中,巴伦是设计混频器的核心电路,巴伦被称为非平衡-平衡转换器,实现从非平衡信号到平衡信号的转变,输出信号幅度相等,相位相反。巴伦的带宽在一定程度上决定了混频器的带宽,巴伦的长度、宽度、间隙对整体电路有很大的影响,且巴伦差分输出端口的平衡度影响混频器端口间的隔离度。

当混频器工作在低频时,巴伦的面积可能非常大,以至于芯片面积很大,本文采用了一种补偿型Marchand 巴伦结构,巴伦采用间隔互绕式平面螺旋结构,在传统Marchand 巴伦结构的开路端添加接地尾电容来匹配归一化阻抗,与传统的巴伦结构相比较,大大地缩小了芯片面积。基于这种新型补偿结构,巴伦有三个作用:(1)将输入信号转换为等幅反相输出信号;(2)增强耦合度;(3)减小面积。

巴伦的拓扑结构如图2 所示,端口1 为信号输入端,端口2 和端口3 为信号差分输出端,C 是耦合电感的串联电容,整个结构在二极管回路和输入端口之间形成一个网络。通过选择合适的巴伦尺寸以及调节电容的参数来尽可能地实现传输线奇偶模满足的三倍关系,从而使得巴伦整体性能达到最优。

图2 改进型平面螺旋巴伦Fig.2 Improved plane Marchand balun

3 匹配电路

匹配电路可以改善混频电路的变频损耗,同时会影响带宽内的损耗平坦度,因此需要设计合理的匹配电路,既能减小变频损耗又能保证带内的平坦度。本设计参考了文献中的混频电路结构,在本振、射频端口分别加入匹配电路来提高整体混频电路的性能,通过对史密斯圆图进行分析,调节匹配网络的参数,从而调节匹配电路的结构以及确定参数的取值。混频电路整体拓扑图中L1～L8 为针对本电路工作频段设计的匹配电路,明显地改善了电路的变频损耗和带内平坦度。针对不同工作频段的混频芯片,该匹配电路需要进行专门设计。

4 中频滤波网络

双平衡混频器的中频通常在射频端口提取,因此两端口间信号泄露较多,为了改善射频到中频端口隔离度差的问题,在基于双混频环结构上,本文对中频提取电路进行了改进,通过对整体电路的分析以及仿真调试,在中频输出端口增加π 型LC 滤波补偿网络,其中,电感及电容的参数根据电路的整体性能进行调节。

传统的双平衡混频器常见的中频提取方式有两种:(1)中频提取端加普通滤波电容,这种滤波电容仅适用于对端口隔离度要求较低的混频器;(2)中频信号通过巴伦单独提取出来,这种混频结构的射频与中频间隔离度相对较好,但芯片面积会增加很多。

为了改善射频到中频端口隔离度的同时又不增加芯片面积,本文设计了一种改进型补偿滤波网络,射频频率为1.5～5.0 GHz,中频带宽为DC～1.5 GHz,存在射频与中频频率交叠问题,因此普通的滤波电容无法同时满足高的射频到中频端口隔离度和宽的中频带宽,通过对整体电路的分析,本设计采用适应电路的补偿滤波网络来改善这一问题。图3 为滤波补偿网络拓扑结构,图4 为中频端口添加两种滤波电路的S21仿真对比曲线图,从图中可以看出,普通的滤波电容在f=1.5 GHz 频点之后信号的抑制不明显,因此滤波效果不理想,信号泄露较多;通过采用补偿滤波网络,可以看到,信号在f=1.5 GHz 频点之后衰减很明显,则DC～1.5 GHz 频段的信号可以经过中频最大程度地输出,从而减少信号的泄露,端口隔离度得到改善,同时也满足了宽的中频带宽。

图3 滤波补偿网络拓扑结构Fig.3 Filter compensation network topology

图4 中频加不同滤波电路的S21仿真曲线图Fig.4 S21 simulation curves of IF plus different filter circuits

5 混频电路设计

本设计选用GaAs HBT 工艺进行混频电路的搭建,HBT 具有较高的截止频率,能够实现高线性和低谐波,且二极管开启电压较低,采用较小的本振功率便可驱动二极管导通。

混频电路整体拓扑结构如图5 所示,采用两对二极管堆级联的结构,其中,两对二极管堆的参数保持一致。射频信号通过射频巴伦以及射频端口的阻抗匹配作用于混频二极管堆;本振信号通过本振巴伦以及本振端口的阻抗匹配作用于混频二极管堆;双平衡混频器的中频与上下两个混频环及射频巴伦连接,中频信号通过滤波网络由射频巴伦的次级中心抽头引出。二极管特性相同,可组成平衡电桥,杂波分量大大减少,具有较高的隔离度。

图5 混频电路整体拓扑结构Fig.5 The overall topology of the mixer circuit

6 芯片版图设计

在版图设计过程中,需合理布局螺旋巴伦的线宽、线长及间隙,从而提高巴伦的耦合度和平衡度。布局时需要考虑实际封装大小和封装引脚定义、绑线电感的影响以及器件连接的规则,同时需要注意二极管的方向以及金属线的过流能力。图6 为混频器芯片的版图,芯片尺寸为1.6 mm×1.6 mm。

图6 混频器芯片版图Fig.6 Mixer chip layout

7 仿真结果与分析

本设计混频器射频、本振频率为1.5～5.0 GHz,射频功率为-10 dBm,本振功率为13 dBm。以下对混频器版图各项指标进行仿真。整体来看,各项仿真均满足要求,且通过改进结构,隔离度以及线性度改善相对明显,混频电路性能较好。

图7 为不同结构混频电路的变频损耗仿真曲线图,改进的双平衡混频器的变频损耗变化曲线显示在1.5～5.0 GHz 频段内CL≤8.2 dB,整体上变频损耗较小,且带内相对平坦;普通双平衡结构混频器变频损耗变化曲线图显示带宽较窄。通过对比发现,改进型结构不仅变频损耗较小,且扩宽了频带宽度。

图7 变频损耗仿真曲线图Fig.7 Simulation curves of conversion loss

图8 为在不同温度及工艺角的三种典型情况下变频损耗的仿真变化曲线图,可以看出,在工艺有偏差的情况下,对于变频损耗的影响较小。

图8 不同温度及工艺角时的变频损耗仿真曲线图Fig.8 The simulation curves of conversion loss at different temperatures and process angles

图9 为混频器的各端口在1.5～5.0 GHz 频段内相互隔离度变化曲线图,如图所示,蓝色曲线代表射频到中频隔离度,在整个频带内,Iso_RF/IF≥23 dB;黑色曲线代表本振到射频的隔离度,在1.5～4.5 GHz频带内,Iso_LO/RF≥44 dB;红色曲线代表本振到中频的隔离度,在整个频带内Iso_LO/IF≥35.5 dB。整体来看,在频带范围内各端口间相互隔离度很高,混频电路各端口间的信号泄露较少,即混频失真变小,混频器整体的性能得到改善。

图9 端口间相互隔离度仿真曲线图Fig.9 Simulation curves of mutual isolation of each port

图10 为射频到中频端口隔离度随频率变化的曲线图,混频电路中频端口未加滤波补偿网络时的隔离度在15～20 dB;改进后的混频电路在其输出中频端口添加了滤波补偿网络,隔离度在23～52 dB。通过仿真曲线对比可以看到,改进后的混频器隔离度明显地提高了很多。

图10 射频到中频隔离度仿真曲线图Fig.10 Simulation curves of RF-to-IF solation

图11 为混频器的中频带宽,在DC～1.5 GHz 频带内,变频损耗在8.5 dB 以内,损耗较小,中频带宽较宽。

图11 中频带宽仿真曲线图Fig.11 Simulation curve of IF bandwidth

图12 为混频电路的输入三阶交调点随射频频率的变化曲线图,改进型双平衡混频器的线性度在整个频带范围内,IIP3≥18 dBm,线性度较高;普通双平衡混频电路显示IIP3≥15.5 dBm,整体上与改进型双平衡混频器IIP3 相差2.5 dBm 左右。

图12 输入三阶交调点仿真曲线图Fig.12 Simulation curves of input the third-order intermodulation point

表1 为本文双平衡混频器与不同文献混频器性能的对比,通过对比可以看出,本设计采用的改进型双平衡混频器具有低的变频损耗及高的隔离度和线性度,性能更优。

表1 混频器的性能对比Tab.1 Performance comparison of mixer

8 结论

本文采用InGaP/GaAs HBT 工艺设计了一款1.5～5.0 GHz 的宽带高线性高隔离度双平衡混频器,本文在双平衡混频器结构的基础上采用了中频补偿滤波网络及双混频环的结构,使混频器的端口隔离度得到提升且扩宽了带宽,通过以上仿真曲线对比可以看出,改进型双平衡混频器射频到中频的隔离度在整个频带内比普通双平衡混频器高20～30 dB,且线性度也提高2.5 dBm 左右,同时可以直观看到混频器的频带变宽。本文混频器具有宽频带、低变频损耗、高隔离度、高线性度的优点,可用于射频通信系统中,具有较好的实用性。