高精度分段线性补偿基准电压源*

奚冬杰，徐晴昊

(中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏 无锡 214035)

0 引言

带隙基准电压源(Bandgap Voltage Reference，BGR)作为IC 设计中一个重要的基础单元模块，被广泛应用于电源管理、A/D 和D/A 转换器以及数模混合等集成电路。理想情况下基准电压源输出一个不随温度、电源电压和工艺变化而变化的参考电压，其精度限制了所有IC 系统所能达到的性能上限，因此研究如何设计一个高精度输出的基准电压源具有重要意义[1-3]。

随着片上系统(SoC)和便携式穿戴设备的高速发展，传统带隙基准的精度已难以满足现代集成电路的设计需求。传统带隙基准采用一阶补偿结构，其采用具有固定正温度系数的电压(VPTAT)来补偿VBE的负温度系数，经补偿后的电压仍存在高阶非线性温度系数分量。因此传统带隙基准温度系数受补偿误差限制，仅在补偿温度点附近具有最小温度系数，随工作温度范围的增加基准输出精度急剧恶化[4-5]。

针对一阶补偿因固有缺陷所导致输出电压精度受限问题，业内提出了指数型电流补偿、亚阈值MOS 补偿和不同电阻温度系数补偿等解决方案。但上述高阶补偿方案存在与标准CMOS 工艺不兼容、电路结构复杂、高噪声、功耗大和因模型精度不足导致产品良率下降等问题。为此本文设计了一种高精度分段线性补偿基准电压源设计方案，首先将PTAT 电流和CTAT 电流做差获得分段线性补偿电流，其次将电路整个工作温度区间分为两段后利用分段线性补偿电流完成补偿，然后通过增加三极管基极电流补偿结构进一步提升基准输出精度。最终所设计BGR 在2.5 V～5 V 电源电压下以及-55 ℃～125 ℃温度范围内温度系数为1.208 ppm/℃，具有功耗低、结构简单和未使用NPN 三极管可与标准CMOS 工艺兼容等优势。

1 分段线性补偿原理

1.1 传统一阶带隙补偿误差分析

传统带隙基准电压源基于热电压VT 进行设计，在整个工作温度范围内对温漂系数采取一阶补偿策略，即利用具有正温度系数的VPTAT和负温度系数的VBE按一定权重相加获得补偿效果。通常VREF(输出基准电压)可表示为：

在标准CMOS 工艺中VBE代表纵向PNP 发射极与基极间压差。k 在理想情况下为与工艺无关的常数，仅由VBE与VT温度系数绝对值的比值决定。VT为热电压。

由半导体物理可知VBE的详细表达式为[6]：

其中，VBG0为温度0 K 时的带隙电压。T0为参考温度，VBE0为T0时的三极管基极发射极压差。T 为绝对温度。η 为工艺 常数。ζ 是集电极电 流IC中 温度的指数项。式(2)表明VTln(T/T0)具有温度的高阶指数项，传统一阶补偿无法在整个温度范围内对VREF进行有效补偿，只有在预设零温参考点T0附近可获得预设补偿效果，基准电压温漂随工作温度范围的增大而增大，因此如想确保基准精度则其工作温度范围受限[7]。

1.2 分段线性补偿思路

与传统一阶补偿在整个温度区间内采用同一正温度系数VPTAT对VBE负温度系数进行补偿不同，分段线性补偿通过将整个温度范围拆分为若干段并在每个区间段内采用具有不同正温度系数的VPTAT完成对VBE负温度系数的补偿。随着区间段增多，每个小区间段温度范围缩小，在同一区间段内相对于预设零温参考点温度的最大漂移量幅度变小，通过在每个小区间段内实现最优补偿，最终可以在整个温度范围内显著减小基准电压温度系数。结合图1 所示的分段线性补偿核心电路进行分析，本文中将温度范围拆分为两段(T0～T1、T1～T2)后进行分段线性补偿，补偿函数VC(T)由两部分组成，具体表达式为：

图1 分段线性补偿核心电路

其中，U(T)为阶跃函数，ICOMP由IPTAT和ICTAT做差产生，图2 为分段线性补偿电流温度特性曲线示意图。由图2 可知，当T0≤T≤T1时，ICOMP=0。当T1＜T≤T2时，ICOMP=IPTAT-ICTAT。因 此

图2 分段线性补偿电流温度特性曲线

通过以上分析，即可在不同温度区间内对基准输出进行不同程度补偿，最终基准表达式为：

合理设置电路中器件参数，确保式(5)成立，即可获得最佳补偿效果。此时在两个分段子区间内基准输出温漂曲线均被设置于抛物线定点附近，线性补偿发生在基准电压随温度下降区域，最大化减小了补偿误差，因此基准输出温漂系数最小[8-9]。

2 具体电路实现

本文所提出一种高精度分段线性补偿基准电压源的具体电路实现如图3 所示。整体电路由IPTAT和ICTAT电流产生、带隙基准核心以及分段补偿电流ICOMP产生共三个模块组成。

图3 高精度分段线性补偿基准电压源

2.1 IPTAT 和ICTAT 电流产生模块

利用运算放大器处于稳定负反馈闭环系统时输入端具有虚短特性，可获得设计所需正温及负温度系数电流，同时运放输出还可为模块自身提供偏置电压。

运放A0正负端电压相等，VEB(Q0)具有负温度系数，则流过电阻R0的电流为ICTAT，且其表达式为：

运放A1正负端电压相等，设Q1 与Q0 发射极面积比为N，MP1 和MP2 构成等比例镜像电流镜，VT代表热电压。则流过电阻R1的电流为IPTAT，且其表达式为：

2.2 带隙基准核心模块

如基准核心模块部分电路所示，最终基准电压输出点位于Q2 发射极，其表达式VREF为：

其中A 代表电流镜中MP3 和MP2 宽长比的比值。

式(8)仅代表理想情况下VREF表达式，实际中应考虑Q2 基极电流对基准输出的影响，则有VREF=VEB(Q2)+(AIPTAT+ICOMP+IB(Q2))×R2。为消除Q2 基极电流所引入误差，提升基准输出精度，增加由MP5、Q3、MN0 和MN1 组成的基极电流补偿结构。MP5 和MP3 构成等比例镜像，迫使Q2和Q3 工作状态相同，因此两者具有相同的基极电流。MN0 和MN1 构成等比例镜像，则有IMN0=IMN1=IB(Q3)=IB(Q2)。因此通过MN0 可对Q2 基极电流进行分流，确保R2上电流与(AIPTAT+ICOMP)精确相等。

2.3 分段补偿电流ICOMP 产生模块

本设计中分(T0～T1)和(T1～T2)两段温度范围对基准进行补偿。分段补偿电流产生模块中MP6 镜像IPTAT，比例系数为B。MP7 镜像ICTAT，比例系数为C。MN2、MN3 和MP8、MP9 构成两组等比例镜像电流镜。设置系数B、C大小，确保温度为T1时有IMP6=IMP7。

当温度小于T1时，为实现节点电流平衡，MP7 工作于线性区，MP8 和MP9 工作于截止区，ICOMP=0。

当温度大于T1时，为实现节点电流平衡，MP7、MP8 和MP9 工作于饱和区，ICOMP=BIPTAT-CICTAT。

3 电路仿真结果和分析

采用0.18 μm BCD 工艺，在电源电压2.5 V～5 V 和温度-55 ℃～125 ℃范围内，对本文所设计高精度分段线性补偿基准电压源进行了Specture 仿真验证。

图4 所示VREF温度特性曲线仿真结果与理论分析一致，通过在两个不同温度区间段内采用不同温度系数正温电压实现对VREF输出的分段线性补偿，最终VREF输出温度曲线呈现两段抛物线效果，存在两个相等峰值，且在每段抛物线的两个端点处电压值相等。额外增加基极电流补偿后，在高温段VREF输出再次上升，进一步提升了VREF输出精度，最终所设计分段线性补偿基准电压源温度系数低至1.208 ppm/℃。

图4 分段线性补偿基准电压温度特性曲线

图5 所示为电源电压5 V 下VREF电源抑制比(PSRR)仿真结果。可以看出低频下电源抑制比低于-88 dB，具有较强的电源噪声抑制能力。

图5 基准电路PSRR 曲线

图6 所示为VREF随电源电压的变化曲线。可以看出当电源电压上升至2.5 V 后，VREF已完全建立。当电源电压从2.5 V 上升至5 V 时，基准输出电压仅变化了270.6 μV，电路线性调整率低至0.108 mV/V。

图6 基准电压随电源电压变化曲线

表1 为本文与其他文献中基准电压源的参数对比。除因工作温度范围增加导致温度系数略高于文献[4]外，相比于其他文献，本文电路具有更小的温度系数、更低的电源抑制比和更宽的工作温度范围，因此非常适用于电源管理芯片的应用。

表1 本文与其他文献中基准电压源的参数对比

4 应用实例

本文所提出高精度分段线性补偿基准电压源已成功应用于一款基于0.18 μm BCD 工艺设计的输入电压为2.5 V～5.5 V、输出电压为1.2 V～5 V 的LDO 电路，模块版图布局见图7，模块面积为0.012 mm2。在不同电源电压下基准温漂实测结果如图8 所示，实测显示基准最大温漂为5.5 ppm/℃，与仿真结果较为接近，符合LDO芯片应用要求，偏差由三级管仿真模型精度、运放输入对管匹配精度和电流镜镜像精度等引起。

图7 基准电路在LDO 芯片中版图布局

图8 基准在不同电源电压下温漂实测曲线

5 结论

采用0.18 μm BCD 工艺设计了一种高精度分段线性补偿基准电压源。将整个工作温度范围拆分为两个小子区间后利用IPTAT和ICTAT差值对基准输出进行补偿，且通过增加基极电流补偿模块进一步提升基准输出精度。该分段线性补偿基准电压源在-55 ℃～125 ℃温度范围内，温度系数低至1.028 ppm/℃，低频电源抑制比小于-88 dB，具有结构简单、与标准CMOS 工艺兼容等优点，适用于高精度LDO 芯片等应用领域。