一款适用于电荷泵锁相环的压控振荡器设计

2022-04-12李容容景鹏斌

电子制作 2022年7期

李容容，景鹏斌

（陕西机电职业技术学院，陕西宝鸡，721001）

0 引言

锁相环系统是一个具有跟踪输入信号相位与频率功能的闭环自动负反馈控制系统。而电压控制的振荡器是输出信号频率随输入电压变化的振荡器，作为电荷泵锁相环中最关键的部分，压控振荡器的性能决定了锁相环系统的频率捕获范围和噪声抑制能力[1]。本文设计的压控振荡器由于其结构上的特点，具有启动快、相位噪声低而且线性度好等优点。

1 压控振荡器的简单分类[2]

1.1 调谐压控振荡器

图1给出了调谐振荡器系统的简图，它主要由两部分结构组成：第一部分结构是放大器，提供必要的信号增益；第二部分是反馈网络，使得部分放大器输出返回到输入。

图1 调谐振荡器系统简图

1.2 多谐压控振荡器

图2是一款多谐恒流充放电振荡器的示意图，该电路由三部分组成，电容、迟滞比较器和恒流源。这里的恒流源表示双向的，既是充电回路，又是放电回路。恒流源决定充放电电流的大小。

图2 恒流充放电振荡器基本结构

多谐振荡器在电路正常工作时没有稳态，只有两个暂稳态。暂稳态的电平称为门限电平。电路启动之后，处在某一个暂定的稳态，然后电路给储能元件电容充电，当电容上的电位达到门限电平值时，电路就会发生跳变，转换到另一个暂稳态。然后电容开始放电，当电容上的电位达到另一个门限电平时，电路就会再次发生跳变，返回初始的暂稳态，如此循环往复，周而复始，形成振荡。

2 本文设计的压控振荡器

本文设计的压控振荡器属于多谐振荡器，就是通过恒流源给电容充放电来产生振荡信号。下图就是本文设计的振荡器实际电路图，其中两幅图是通过A点连接在一起的。

从图3可以看到，本文设计的压控振荡器可以分两部分来看，一部分是前面的V-I电路，作用就是将电压转换为电流。另一部分是后面的电容充放电回路。第一部分的V-I结构是差分对电路，它的失真比小，噪声抑制性能也比较好。

图3 本文设计的压控振荡器电路

表1 压控振荡器引脚功能

Vin是电荷泵的输出电压，用来控制输出频率。在这个V-I的电路中，不同的Vin值对应着不同的输出电流值，下面我们来详细分析Vin值与差分输出电流之间的关系。

如图3中所标注的那样我们设电阻R1两端的电压分别是V1和V2，因为MOS管MP4，MP5的宽长比是一样的，所以流过这两个管子的电流也是一样的，设电流值为I图中MP9和MP8是输入对管，MN3与MN4构成电流镜。当输入电压值Vin与基准电压Vref1相等时，因为电路是完全对称的，所以流过电阻R1的电流ΔI为零，即V1与V2之间不存在压差。当输入电压Vin与Vref1不相等时，流过电阻R1的电流ΔIv就不再为零了。通过下面的关系式，我们来进一步探究ΔI与Vin的关系。

根据图3，可以得到下面的公式：

又因为V1-V2=ΔI·R1，并且设Vin-Vref1=ΔV1，VSG9-VSG8=ΔV2，可以得到：

令ΔV1+ΔV2=ΔV，可以得出：

从上面的分析可以看到ΔI与ΔV成线性关系，而ΔV与Vin直接相关，所以我们可以通过改变Vin来改变ΔI的值。R1和R2是用来调节ΔI与ΔV的线性度的，也就是说，改变R1和R2的值可以改善ΔV与ΔI之间的平滑程度，同时它也可以用来调节频率范围。

当输入电压Vin高于Vref1时，右边支路多了ΔI电流，所以右边之路的总电流为I+ΔI，与此同时左边支路的电路少了ΔI电流，左边支路的总电流变为I-ΔI，所以最后从差分对流出的电流为2ΔI。当输入电压Vin低于Vref1时，左边支路多了ΔI电流，所以左边之路的总电流为I+ΔI，与此同时右边支路的电路少了ΔI电流，右边支路的总电流变为I-ΔI，所以最后从差分对流出的电流为-2ΔI。

在设计过程中，要注意流经MP6上的电流I0的大小。在实际设计过程中，要保证I0大于2ΔI。为什么要这样设计?前面已经分析过，当输入电压Vin与基准电压Vref1相等，输出电流差为零，此时流经MN5的电流只有I0；当输入电压Vin大于基准电压Vref1时，流经MN5的电流为I0+2ΔI；当输入电压Vin小于基准电压Vref1时，流经MN5的电流为I0-2ΔI，如果此时I0小于2ΔI，此时I0电流都流进MN4管子了，就不会再去流进后面的电路，那么这个电路就不能正常工作了，所以在设计过程中要保证I0大于2ΔI。考虑到极端情况，当Vin远远小于基准电压Vref1，此时差分电路的右边几乎就没有电流了，电流都流向了左边电路，那么此时的输出电流就是I0-2I，根据前面的分析，为了保证后面电路正常工作，就要有电流流进后面的电路，所以I0要大于2I，其实要做到这一点很简单，只要正确设置MP4，MP5，MP6的宽长比就可以了，使(W/L)PM6＞2(W/L)PM4，PM5，这样就可以满足上述要求了。

后面充放电回路的具体工作原理是：MN5将前面流过来的电流通过电流镜结构传递给MN6，MN7，MP7和MP8，L61和XL61是压控振荡器输出端的反馈信号，来控制电路给电容到底是充电还是放电的。方框表示RS触发器，它的电路图如图4所示。首先设置电容C1的初始值为0，经过上下两个比较器进行比较，得到此时R的值为低电平，而S的值为高电平，然后通过RS触发器，得到其输出电平为高电平，再经过一个反相器，得到此时的L61为低电平，而XL61为高电平，那么电路中的传输门现在就打开了，电路进入充电状态。当C1上的电压大于0.4V时，S变为低电平，但它的变化对电路的其他值没有影响，继续给电容充电。当C1的电压值达到大于0.8V时，R变为高电平，这使得RS的输出电平有了变化，从高电平变为低电平，那么同样的，L61与XL61的电平也发生了反转，传输门关闭了，于是C1开始向外电路放电，电路进入放电状态。C1两端的电压开始下降，当下降低于到0.8V时，R又变为低电平，当这个变化对电路状态没有影响，电容继续向外放电，当其电压下降到低于0.4V时，S从低电平变为高电平，RS触发器输出从低电平变为高电平，传输门又打开了，电路又进入了充电状态。最终电容的电压就是在0.4V和0.8V之间通过充放电来回变化，产生振荡。

图4 RS触发器电路图

需要注意的是，这个电路在充电的同时也在放电，因为MN7上的放电电流一直存在。本来可以在MN7的漏端也加上一个传输门，而传输门的控制信号刚好与MP8漏端传输门的控制信号电平相反，这样在向电容C1充电的同时，MN7回路是关断的，只有在电容放电时MN7回路才打开，但我们电路的设计是使放电回路始终打开。这样做使得电路在充放电的过程中比较连贯，充放电之间的衔接比较好。为了保证充电电流不变，设计时要保证流过MP8的电流是MN7的两倍，这样充电时流过MP8的电流一半给电容充电，一半流进MN7里面。放电时，电流全部流进MN7。这样下来，给电容充电和放电的电流就是一样的了。因为it=vc，C是确定的，充放电的电压也是确定的，当充放电电流也一样时，就可以保证相同的充放电时间，使得输出波形有很好的50%的占空比。

总的来说，电路的整体思想就是，每给定一个输入电压值，产生相应的一个电流值，然后用这个电流来给电容充放电，从而产生频率。

因为压控振荡器的输出频率比较高，所以需要比较器的反应速度比较快。如图5所示，本设计中采用的是一个两级比较器。除了差分输入对管和镜像结构的管子外，MOS管MN3和MN4的作用是将MN7与MN8的栅压预先抬高到一定的值，这样后面比较时就可以更快的反应。MN5和MN6接的位置相当于把MN7与MN8的栅极连在一起，它们的作用就是减小MN7和MN8的栅端压差，这样也会使比较器的翻转速度加快。