基于缺陷地面结构的超宽带微带滤波器的设计

李国金，唐江勃，南敬昌

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院，辽宁 葫芦岛 125105)

自 2002 年美国联邦通信委员会(Federal Communications Commission，FCC)将超宽带频段用于商业，超宽带(Ultra-Wideband，UWB)无线产品便开始了飞速发展[1-2]。而超宽带系统的一个重要组成部分便是超宽带带通滤波器(Band Pass Filter，BPF)。由于规定的频带范围内包括一些已经在无线通信中得到应用的频段，如5.2 GHz 附近的无线局域网(WLAN)信号[3]、8 GHz 的X 波段卫星通信信号，它们会对超宽带频段造成不小的影响[4]。因此设计具有超宽带、高抑制性能和紧凑性的滤波器仍然是一个具有挑战性的工作。

近年来，超宽带滤波器的设计方法在不断创新。其中，比较早的一种方法是将高通滤波器与低通滤波器进行级联来产生通带[5]，这样的设计较为简单，但滤波器尺寸偏大且通带特性并不理想。通过设计新型的多模谐振器(Multiple-Mode Resonator，MMR)来构建所需的通带是一种有效的设计方式[6-8]。如矩形环谐振器[7]，该结构利用阻抗不同的传输线首尾相连构建超宽带滤波器，带宽较大但通带特性一般。文献[8] 提出了“工字形”多模谐振器，靠平行耦合的形式来产生传输零点，但该方式插入损耗偏大且通带特性不理想。目前使用较多的方法还包括在MMR 上加载枝节或者耦合多模谐振器。例如，在传统阶跃阻抗谐振器上增加E 型谐振器的方式来实现陷波[9]，或将两个E 型谐振器耦合来实现所需通带[10]，但这样设计会使整体尺寸偏大，于是通过研究缺陷地面结构(Defected Ground Structure，DGS)来减少尺寸。文献[11]通过刻蚀微带线实现了三个阻带，使其拥有较好的陷波特性。文献[12]利用4 个E 型缺陷地结构来提高带外抑制，使BPF 边带衰减达到了20 dB，性能比较理想。

基于上述研究，本文提出了一种基于缺陷地面结构的超宽带滤波器。该结构通过加载内嵌枝节和折叠枝节的方式构建了两个陷波带，并根据仿真结果增加不对称倒T 型枝节来加深陷波深度。在此基础上设计了一个新型DGS 结构，通过调整尺寸达到改善陷波深度和带外抑制的目的，经测试结果吻合较好。

1 超宽带滤波器理论

在设计微带滤波器时，谐振器可以通过对谐振频率的选择来形成滤波器所需带宽。本文的超宽带滤波器通过多模谐振器(MMR)与I/O 馈线耦合来实现。图1 所示为采用的阶跃阻抗谐振器(Stepped Impendence Resonators，SIR)结构。Z1、Z2表示传输线阻抗(Z1＜Z2)，θ1、θ2表示不同的电长度。

图1 1/2 波长型SIR 结构Fig.1 SIR structure of 1/2 wavelength

在开路端来看，该结构输入导纳表示为[13]:

式中:Rz为阻抗比，Rz=Z2/Z1=tanθ1=tanθ2。总电长度θT=θ1+θ2=θ1+arctan(Rz/tanθ1)。研究过程还需考虑高阶杂散频率对通带的影响。将基本谐振频率与其他高阶杂散谐振频率分别用f0、f1、f2、f3表示，对应的电长度用θ0、θ1、θ2、θ3表示。当Yin=0 时发生谐振，此时:

于是可以求出该结构谐振频率比值随阻抗比Rz的变化曲线，如图2 所示。从图2 可以得到谐振频率比与阻抗比的变化规律，当阻抗比增大时，谐振频率比值随之减小且变化速度变缓。因此，可以通过改变阻抗比的大小来调整谐振频率的分布。

图2 谐振频率比随谐振器阻抗比变化曲线图Fig.2 Curves of resonant frequency ratio changing with resonator impedance ratio

通过上述分析可知，可以通过进一步调整谐振频率的分布来改变MMR 通带范围，超宽带滤波器结构如图3 所示[14]。该结构由MMR 与λ/4 微带线通过对称耦合来构造，调节阻抗比使谐振频率均匀地分布在通带范围内，利用仿真软件HFSS 15.0 进行仿真优化。超宽带滤波器S参数仿真曲线如图4 所示，通带范围在3.06～12.02 GHz，相对带宽为118.8%，回波损耗S11在-10 dB 以下，通带插入损耗S21在0.5 dB 以内。

图3 超宽带滤波器结构图Fig.3 Structure diagram of ultra-wideband bandpass filter

图4 超宽带滤波器S 参数仿真曲线图Fig.4 Simulation curves of S parameter of ultra-wideband filter

2 陷波特性设计

2.1 加载枝节

陷波的设计方法包括加载多模谐振器、耦合微带线枝节、引入DGS 等。其中在滤波器上加载多模谐振器增加了基板尺寸，不利于结构的小型化。本文通过加载内嵌枝节和折叠枝节的方式构建了两个陷波带，双陷波超宽带滤波器结构图如图5 所示。

图5 双陷波超宽带滤波器结构图Fig.5 Structure of the double notch ultra-wideband filter

在上述设计的滤波器基础上内嵌枝节可以形成一个陷波，内嵌枝节长度L4会影响陷波的频率，仿真结果如图6 所示。由图6 可知，当L4逐渐增大时，陷波频率会向低频发生偏移，而当L4为4 mm 时，会在8 GHz 处产生一个深度为-9 dB 的陷波。

图6 内嵌枝节长度对陷波影响Fig.6 The effect of embedded branch length on trapped waves

在下方加载折叠的开路枝节可以在5.3 GHz 处产生一个-18 dB 的陷波，从而有效抑制WLAN 信号频段的影响，双陷波滤波器S参数仿真曲线如图7 所示。

图7 双陷波滤波器S 参数仿真曲线图Fig.7 Simulation curve of S parameter of double notch ultra-wideband filter

加载内嵌枝节和折叠枝节后虽然形成了两个陷波，但8 GHz 处陷波深度不足。于是通过在谐振器两侧加载不对称倒T 型枝节来加深8 GHz 处的陷波深度，加入倒T 型枝节后超宽带滤波器结构如图8 所示。

图8 加入倒T 型枝节后超宽带滤波器结构图Fig.8 Structure of the ultra-wideband filter after the addition of the inverted T-branch

加载倒T 型枝节后，对该结构参数进行调整。可以发现，T 型枝节两侧宽度W8、W9对谐振频率的位置有所影响。通过仿真优化，当左侧T 型枝节的长度L8和宽度W8分别为0.8 mm 和0.53 mm，右侧T 型枝节长度L9和宽度W9分别为0.8 mm 和0.57 mm 时，可以产生双陷波并加深8 GHz 处的陷波深度。加入倒T 型枝节后超宽带滤波器S21仿真曲线如图9 所示，超宽带滤波器在两个陷波带的陷波深度分别为-18 dB 和-44 dB，有效地增加了陷波的深度。

图9 加入倒T 型枝节后超宽带滤波器S21仿真曲线图Fig.9 Simulation curve of S21 of the ultra-wideband filter after the addition of the inverted T-branch

2.2 DGS 设计与分析

由仿真结果可以看出，上述所设计的超宽带滤波器在部分阻带的抑制效果不太理想。为了改善滤波器的性能，并保证小型化，使用了DGS 结构。该结构是通过在金属接地上刻蚀影响电流路径的缺陷结构来实现的。本文设计了一种新型的DGS 结构，该结构能够在8 GHz 处和带外抑制处产生额外的传输零点，如图10 所示为DGS 的结构图。

图10 DGS 结构图Fig.10 DGS structure diagram

L13对缺陷频率的影响如图11 所示。当改变该结构右下角的槽线长度L13时，可以改变陷波频率的个数。当槽线长度L13超过0.8 mm 时，产生了三个传输零点。

图11 L13对缺陷频率的影响Fig.11 The effect of L13 on the notch frequency

W12对缺陷频率的影响如图12 所示。当W12长度为0.5 mm 时，陷波频率为8，12.7 和14.7 GHz，在改善滤波器的带外抑制性能的同时加深了8 GHz 处的陷波深度，当W12逐渐增大时，所有陷波频率会向高频发生偏移。

3 实物测试

通过仿真优化，确定了超宽带滤波器的总体设计参数，优化后的UWB 滤波器最终尺寸如表1 所示。

超宽带滤波器采用介质基板Rogers RT/duroid 6010/6010 LM，基板厚度为1.27 mm，相对介电常数为10.2，微带线厚度为0.035 mm，双陷波超宽带滤波器S参数仿真结果如图13 所示。该超宽带滤波器的通频带为2.8～11.4 GHz，通带内波纹较小，相对比较平坦，中心频率为7.1 GHz，相对带宽为121%，通带插入损耗小于2 dB，回波损耗大于10 dB。在5.3 GHz处有18 dB 的衰减，在8 GHz 处有57 dB 的衰减。两侧的带外抑制为26 dB 和57 dB，尺寸也达到了16.8mm×5 mm。

图13 双陷波超宽带滤波器S 参数仿真曲线图Fig.13 Simulation curves of S parameter of dual notch ultra-wideband filter

图14 是根据设计所制作的滤波器实物图，使用矢量网络分析仪Agilent N5247A 对其进行测试，滤波器实测与仿真结果对比如图15 所示。从图15 能够看出，实际测试结果与仿真曲线基本吻合，但仍有一些误差。导致这种误差的原因有以下几点:首先在实物制作过程中精度可能没有达到仿真标准;其次，焊接过程也会影响滤波器性能;在使用仪器进行测试时的环境也会改变最后的结果，因此要尽力减少人为误差。

图14 超宽带滤波器实物图Fig.14 Physical map of the ultra-wideband filter

图15 滤波器实测与仿真结果对比Fig.15 Comparison of measured and simulated results of filters

表2 是本文设计的滤波器与其他已报道滤波器参数的对比。与近几年其他的超宽带滤波器相比，本文设计的滤波器拥有更深的陷波和较小的尺寸。同时，设计过程采用微带线结构，更易于电路系统的集成。目前，陷波性能和带外抑制性能良好的微带超宽带滤波器更适应于滤波器的发展。

表2 与已报道的宽带带通滤波器的比较Tab.2 Comparison with roported wideband bandpass filter

4 结论

本文设计、仿真并制作了一个紧凑型超宽带滤波器，通过在阶跃阻抗谐振器上加载内嵌枝节、折叠枝节和倒T 型枝节的方式来实现带陷波的超宽带滤波器，并设计新型DGS 来提高陷波带深度以改善带外抑制特性。经测试，该双陷波超宽带滤波器能够在5.3 GHz 和8 GHz 两处实现较深的陷波，抑制无线局域网频段和X 卫星频段的信号。该滤波器尺寸较小且仿真曲线与实测较为吻合，证实了设计的可靠性。