基于InGaP/GaAs HBT 工艺超宽带高线性度单片放大器

陈仲谋,张 博

(西安邮电大学 电子工程学院,陕西 西安 710121)

近年来,随着5G、6G 无线通信技术的快速发展,国际形势的不断变化和国家在政策上对集成电路行业的大力支持,芯片国产化将是大势所趋。根据最近国务院发布的相关数据显示,我国芯片自给率要在2025年达到70%。未来的手机基站、卫星通信、军用电台、民用雷达等领域将逐步实现芯片国产替代,国内市场对于单片射频芯片的需求将会越来越大。单片微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit,MMIC)[1]凭借小型紧凑、稳定性好、批量生产成本低、抗干扰能力强以及产品性能一致性好等优点成为军事电子对抗、民用通信系统应用中最具吸引力的选择。

目前,单片射频微波集成放大器主要采用第二代半导体材料磷化镓铟/砷化镓异质结双极型晶体管(InGaP/GaAs HBT) 或赝配高电子迁移率晶体管(pHEMT)工艺。pHEMT 工艺具有高跨导、低噪声系数和高增益的特点。而HBT 工艺具有集电极效率高、电流增益大、1/f噪声小、电流密度大等优点。同时小的基极宽度调制导致HBT 具有高的线性度和低的谐波失真[2]。

单片射频微波集成放大器作为无线通信系统中射频前端的重要组成部分,其超宽带和高线性特性一直是研究的热点。基于超宽带高线性度放大器的研究,文献[3]采用带负反馈系统的有源镜像电路结构及多胞合成技术来扩展带宽和提高线性度,其在2.6 GHz处的增益为14.3 dB,输出功率1 dB 压缩点为28.4 dBm,输出功率三阶交调点为37.5 dBm,但是其增益较低,带宽也较窄。文献[4]采用四级射极跟随器级联和自适应有源偏置电路来扩展带宽,其增益可以达到20 dB,输出功率1 dB 压缩点大于17 dBm,但是其电路结构较复杂,且带宽只能覆盖在2 GHz 以上的频率范围。

为了对放大器电路带宽进行扩展,提高线性度指标,本文首先分析了HBT 的结构及其工作原理;其次,设计和分析了负反馈电路结构、动态偏置电路结构和有源偏置电路结构,并采用上述电路结构来扩展放大器的带宽,提高放大器的线性度和降低放大器在高低温下静态电流的波动,解决了传统达林顿结构的单片微波放大器带宽窄和线性度低的问题;最终,基于2 μm InGaP/GaAs HBT 工艺设计了一款0.05～10 GHz 超宽带高线性度单片微波放大器。

1 HBT 晶体管结构分析

HBT(Heterojunction Bipolar Transistor)全称为异质结双极型晶体管[5-6],其结构是对双极型晶体管(BJT)的改进,是立体结构器件。HBT 结构的提出是为了解决双极型晶体管因减小基区掺杂浓度以提高晶体管电流放大倍数而造成的基区电阻增大、截止频率降低、高频性能变差的问题。因此,HBT 的发射区为宽禁带半导体材料,其异质结常采用两种晶格常数相匹配的异质半导体材料组成,常见的异质结材料组合有InGaP/GaAs、AlGaAs/GaAs 和InGaAs/InP 等。

其中,InGaP/GaAs HBT 的发射区采用能带隙较宽的N 型InGaP 材料进行轻掺杂,基区采用能带隙较窄的P 型GaAs 材料进行重掺杂,而集电区则采用和基区相同材料的N 型半导体进行轻掺杂。因此,对于这种异质结结构,其基区的空穴需要跨越很大的势垒才能到达发射区,这个势垒要远远大于发射区电子进入基区的势垒,所以即便基区掺杂浓度很高,也可以抑制基区注入发射区的空穴产生的复合电流。同时,由于基区和发射区的能带隙差大于零,因此使得晶体管具有较大的电流放大倍数。并且,通过提高基区半导体材料的掺杂浓度使得基区电阻降到很小,这样基区就可以加工得非常薄,再将发射区半导体材料的掺杂浓度降到很低,就可以大大减小晶体管的基-射结电容,从而提高了晶体管的高频性能和截止频率。

本设计采用的2 μm InGaP/GaAs HBT 的横截面及各层结构如图1 所示。该结构不仅具有较小的基极阻抗和基-射结电容以及较大的电流放大倍数,而且GaAs HBT 的大功率密度特性使得在相同的输出功率下,其线性度特性远优于其他工艺[7]。

图1 InGaP/GaAs HBT 的横截面及各层结构图Fig.1 InGaP/GaAs HBT cross section and structure diagram of each layer

2 电路结构设计及分析

2.1 负反馈电路

文献[8]提出了一种分频方法来扩展放大器的带宽,而在MMIC 放大器的设计中,常采用负反馈电路结构来扩展放大器的带宽。如图2 所示为常见的两种负反馈电路结构。其中,图2(a)为传统的并联电阻负反馈电路结构[9],此结构的输入阻抗表达式为:

由式(1)可知,在负载电阻RL和晶体管跨导gm基本保持不变的情况下,可以通过调节反馈电阻Rf的值来改变输入阻抗的值,同时可以通过减小反馈电阻Rf的值来扩展带宽和提高增益平坦度,但这样会同时恶化电路的噪声性能和端口匹配。因此,图2(b)所示的带有发射极串联电感的负反馈结构是对传统并联电阻负反馈电路结构的改进[10],此结构的输入阻抗表达式为:

图2 (a) 传统并联电阻负反馈电路结构;(b) 带有发射极串联电感的负反馈电路结构Fig.2 (a) Traditional negative feedback circuit structure with parallel resistance;(b) Negative feedback circuit structure with emitter series inductance

由式(2)可知,在HBT 的发射极加入负反馈电感LS后,其输入阻抗表达式中就引入了电感LS这个变量。在负载电阻RL和晶体管跨导gm基本保持不变的情况下,可以通过增大反馈电阻Rf的值来优化噪声性能,同时减小负反馈电感LS的值使得输入阻抗基本保持不变,这种结构就解决了带宽、端口匹配和噪声之间的矛盾。因此,本设计将采用传统并联电阻负反馈结构和带有发射极串联电感负反馈结构相结合的方法来扩展带宽,优化端口匹配和噪声性能。

2.2 动态偏置电路

为了提高放大器的线性度,避免发生增益压缩和信号的非线性失真现象,通常采用使晶体管的偏置电压或偏置电流随输入信号功率的变化而变化的偏置电路[11]结构,让放大器工作在一个动态的状态,这种偏置电路称为动态偏置结构。图3 为本设计采用的动态偏置结构。

图3 动态偏置电路结构Fig.3 Dynamic bias circuit structure

图3 中,HBT 晶体管的基射结等效二极管起可变电阻的作用,当射频输入端的信号功率逐渐增大时,泄漏到HBT 晶体管基射结等效二极管的射频信号随之增大,此时流过基射结等效二极管的电流增大,其电阻减小,那么流入输入级晶体管的基极偏置电流增大,使得输入级晶体管的偏置点升高,从而提高了放大器的线性度指标和动态范围,增强了电路的自适应线性化效果[12]。

2.3 有源偏置电路

在MMIC 放大器的设计中,为了在提高放大器线性度的同时,又能使放大器的偏置点不随环境温度的变化而发生波动,常采用有源偏置电路来稳定放大器的偏置点,从而改善放大器的线性度。而且,有源偏置电路结构不仅能使放大器稳定工作和输出稳定,还可以补偿环境温度的变化和电源电压的波动[13],从而提高了放大器的稳定性。图4 为本设计的有源偏置电路结构。

图4 有源偏置电路结构Fig.4 Active bias circuit structure

图4 中,偏置管HBT3通过其基极为达林顿结构的第二级放大管HBT2提供有源偏置。当电源电压Vdd发生波动或者环境温度变化影响晶体管的偏置点时,有源偏置晶体管HBT3通过控制其基射极偏置电压来改变集电极电流,补偿放大管的电流变化,从而达到控制达林顿放大管输入端基极偏置电压的目的,而输入端基极偏置电压则控制放大管HBT1和HBT2的正常开启。因此,该有源偏置电路结构可以降低放大管对电源电压波动和环境温度的敏感度,从而稳定了放大管的偏置点。同时,放大管的基极偏置电阻具有提高晶体管稳定性的作用。

2.4 放大器原理图设计

通过对上述电路结构的分析,最终基于2 μm InGaP/GaAs HBT 工艺,对传统达林顿结构[14]进行改进,创新性地将负反馈电路、动态偏置电路和有源偏置电路结构相结合,设计了一款0.05～10 GHz 超宽带高线性度单片放大器,解决了传统达林顿结构的单片微波放大器带宽窄、线性度低和高低温下静态电流波动大的问题。放大器的整体电路原理框图如图5 所示。

图5 放大器的原理框图Fig.5 The schematic block diagram of amplifier

图5 中,电容C1、C2为片外隔直电容,C3为片外去耦电容,L1为片外扼流电感。L2和L3分别为晶体管HBT1和HBT2的源极负反馈电感,它们与负反馈电路共同起到扩展放大器带宽、提高增益平坦度、改善端口匹配和优化噪声性能的作用。动态偏置电路起到提高放大器线性度指标的作用。有源偏置电路为晶体管HBT2的栅极提供偏置电压,同时起到减小放大器对电源电压波动和环境温度的敏感度、稳定放大管的偏置点的作用。电阻R1起到提高电路稳定性的作用。其中,晶体管HBT1、HBT2、动态偏置电路晶体管和有源偏置电路晶体管的尺寸分别为2 μm×10 μm,3 μm×15 μm,2 μm×10 μm 和1 μm×10 μm。

该放大器采用5 V 单电源供电,电路已内匹配至50 Ω,应用电路简单,无需外围匹配电路,因此实用性较强。

2.5 放大器版图设计

在进行放大器电路的版图设计时,首先要注意以下几点:(1)晶体管基极起稳定作用的电阻阻值一般较小,所以在版图布局时其占用面积较大,因此可以采用多个电阻并联的方式代替一个基极小电阻,从而减小版图面积;(2)对于阻值较大的电阻可以采用多个小阻值电阻串联的方式来减小版图面积;(3)为了提高过流能力,版图布局时所有元件和金属线的宽度都适当增加;(4)由于电感在版图布局时所占面积较大且其在高频时产生的寄生效应对放大器的高频性能影响较大,因此,为减小版图面积和提高放大器的高频性能,图5 中晶体管发射极的负反馈电感均采用微带线来代替。

放大器电路的完整版图如图6 所示。经过不断优化版图布局来减小版图尺寸,最终的版图面积为400 μm×750 μm。版图布局完成后均通过了本次设计所采用的工艺设计规则检查(DRC)、版图对原理图(LVS)规则检查,为后续的产品化进程奠定了基础。

图6 放大器的版图Fig.6 The layout of amplifier

3 后仿真结果及分析

本设计的超宽带高线性度单片放大器的小信号S参数版图后仿真结果如图7 所示。由图7 可知,在0.05～10 GHz 频率范围内,小信号增益(S21)均大于10 dB,最大值为21 dB;输入回波损耗(S11)和输出回波损耗(S22)均小于-10 dB;反向隔离度(S12)均小于-15 dB。该放大器在较宽的频率范围内均可使用。

图7 小信号S 参数Fig.7 The S-parameters of small signal

图8 为输出功率1 dB 压缩点(OP1dB)的仿真结果。由图8 可知,所设计的带有动态偏置和有源偏置电路结构放大器的OP1dB 比传统达林顿结构放大器提高3 dBm 左右。因此可以看出,使用该动态偏置电路结构对放大器的线性度指标有明显的提高。

图8 输出功率1 dB 压缩点Fig.8 The output power 1 dB compression point

图9 为输出功率三阶交调点(OIP3)的仿真结果。由图9 可知,在对传统达林顿结构的放大器改进后,其线性度指标输出功率三阶交调点得到了明显的提高,其中低频段提高约8 dBm,整体提高4 dBm 左右。因此可以说明,所采用的动态偏置电路结构对于放大器线性度指标的提高较为明显。

图9 输出功率三阶交调点Fig.9 The output power third-order intermodulation point

图10 为噪声系数(NF)的仿真结果。由图10 可知,在0.05～10 GHz 频率范围内,所设计的放大器的噪声系数典型值为3.5 dB,高频段噪声系数恶化较快,但是整体噪声系数小于5 dB,具有良好的噪声特性。

图10 噪声系数Fig.10 Noise figure

图11 为放大器的稳定性因子仿真结果。由图11可知,在放大器的工作频率范围内,其稳定性因子K值均大于1,B值均大于0,因此根据稳定性判据可得,所设计的单片放大器绝对稳定,无自激振荡的风险。

图11 稳定性因子Fig.11 Stability factor

表1 为本文所设计的放大器与已报道文献中放大器的指标对比。从对比结果可知,本设计有很宽的工作频带,具有超宽带特性,并且回波损耗均优于其他文献指标。同时,在输出功率1 dB 压缩点、输出功率三阶交调点等线性度指标方面也具有一定优势,芯片尺寸小。并且本设计还具有低功耗特性,静态电流仅为34 mA,高低温下电流波动±1.5 mA,直流功耗仅为0.17 W。

表1 放大器指标对比Tab.1 Index comparison of amplifiers

4 结论

本文基于新型第二代半导体材料InGaP/GaAs 和先进的HBT 工艺,在传统达林顿结构放大器的基础上进行改进,采用负反馈电路、动态偏置电路和有源偏置电路结构来扩展放大器的带宽、提高放大器的线性度指标及稳定高低温下静态电流的波动,设计了一款0.05～10 GHz 超宽带高线性度单片放大器,解决了传统达林顿结构带宽窄和线性度低的问题。放大器的电磁仿真结果显示:在5 V 单电源供电时,静态电流仅为34 mA,高低温下电流波动±1.5 mA,直流功耗仅为0.17 W;小信号增益最大值为21 dB,回波损耗的典型值均小于-12.5 dB,输出功率1 dB 压缩点最高可达16.1 dBm,输出功率三阶交调点最大值为31.1 dBm,其中线性度指标较传统达林顿结构的放大器有明显的提升。而且放大器芯片的尺寸小,仅为400 μm×750 μm,芯片已内匹配至50 Ω,无需外围匹配电路,应用简单,可作为通信系统中射频前端的驱动级放大器使用。