小型化双频圆极化天线设计

李蕾,张舜,季红妍,南敬昌

(辽宁工程技术大学 电子与信息工程学院,辽宁 葫芦岛 125105)

随着现代无线通信技术和系统的快速发展,在有限的空间内,各种无线信号的夹杂使得电磁环境愈加复杂。线极化天线之间极化匹配更加困难,同时多径反射问题更加严重,已经不能满足各类通信场景的应用需求。圆极化天线[1-3]可以很好地解决天线之间的极化失配和多径反射等问题,一直以来受到广泛关注。并且现代通信对系统的通信容量和便携化程度提出越来越高的要求,需要天线具有小型化[4]以及工作在两个甚至多个频段[5-7]的特点。为满足系统对不同通信模式的兼容,提高系统的通信容量,可以通过多个单频圆极化天线[8-11]覆盖每个工作频段,但会使无线系统尺寸增大,成本增高;也可以通过宽带圆极化天线满足无线设备多频需求,但宽带圆极化天线在工作过程中易受到其他无线通信系统的干扰。双频天线的两个频段之间相互独立,干扰小,同时可以抑制其他无线通信系统的干扰,若将单个双频圆极化天线应用于无线通信系统,可大大降低系统的复杂性和成本,并减小系统尺寸。因而,设计一个小型化、双频圆极化天线很有必要。

目前,微带天线实现圆极化的方式主要有利用馈电网络正交馈电[12-13]、运用自相移互补微带结构[14]、非中心馈电[15]、刻蚀缝隙、加载微扰枝节[15-17]及利用单极子结构[18]等。Liu 和Zhang 等[12-13]提出了两款双频圆极化天线,通过宽带馈电网络正交馈电激励起两个幅度相等且极化正交的模式,实现双频圆极化性能,但其馈电网络的馈线对几何参数非常敏感,不仅增加了设计的复杂性,而且增加了天线的整体设计尺寸和剖面高度。为了避免使用复杂的馈电网络或功分器,Lai 等[14]提出了一款偶极子双频圆极化天线,采用两对交叉偶极子实现双频辐射,利用同心环延迟线馈电并将两对交叉偶极子沿45°排列,产生相位相差90°、方向正交的两种模式,实现双频圆极化辐射,但其尺寸仍较大,且低频轴比带宽较窄仅为5.9%。Altaf等[15]采用非中心馈电实现了双频圆极化天线设计,通过在椭圆形辐射贴片上刻蚀一圆形缝隙并对椭圆左下部分切角,形成倒C 形辐射贴片,利用倾斜微带线馈电,实现双频圆极化。通过刻蚀缝隙和增加微扰枝节改变天线的形状来产生两个幅度相等且相位差90°的简并模,实现双频圆极化辐射特性的方法也被广泛应用[15-17]。Wang 等[16]通过在接地板上刻蚀两个L 形缝隙和一个T 形缝隙产生幅度相等且极化正交的两个简并模,实现双频圆极化,其低频轴比带宽较窄仅为4.14%。河南师范大学的学者[17]则通过在两个同心环形缝隙处对称添加两个T 形枝节,起到加载电容的效果,实现双频圆极化,其低频轴比带宽较窄仅为3.6%。Saini 等[18]通过单极子的两个正交分支电流实现低频圆极化,低频轴比带宽达到27.45%,同时,增加矩形接地短截线获得高频圆极化,但其天线尺寸较大。上述天线虽然利用各种技术实现了双频圆极化特性,但其尺寸较大且轴比带宽较窄。

基于上述问题,本文提出了一款具有小型化、宽轴比特性的双频圆极化天线。天线由刻蚀了臂长不等的十字形缝隙的圆形辐射贴片和改进的矩形接地板构成。采用相对于馈线不对称的接地板,且通过对接地板进行切角处理,刻蚀两个宽度不等的L 形缝隙,并加载两个高度不等的矩形微扰枝节,实现了双频圆极化辐射。天线尺寸为60 mm×60 mm×1.6 mm,具有小型化、易于集成的优点。仿真测试结果表明天线阻抗带宽和轴比带宽完全覆盖了UHF(840～960 MHz)和Wi-Fi 5.2 GHz(5.15～5.35 GHz)频段,并具有良好的辐射特性。

1 天线的设计

1.1 天线结构

如图1 所示,该天线由三部分组成: 上层辐射贴片,下层地板和FR4 介质基板(相对介电常数为4.4,损耗角正切为0.02),天线整体尺寸为60 mm×60 mm×1.6 mm。上层辐射贴片为圆形贴片,由50 Ω 的微带线馈电,位于基板上表面距左侧三分之一处,在辐射贴片的中心处刻蚀了一个不等臂长的斜十字形缝隙。对矩形地板的两个角对称地进行切角处理,并在矩形地板上刻蚀两个宽度不等的L 形缝隙,加载两个高度不等的矩形枝节。使用HFSS 电磁仿真软件对天线进行仿真优化,优化后的结构参数如表1 所示。

表1 天线结构参数列表Tab.1 Dimensions of the proposed antenna mm

图1 天线结构图Fig.1 Geometry of the proposed antenna

1.2 天线设计原理

为更好地说明缝隙和枝节在天线设计中起到的作用,天线设计过程示意图如图2 所示,通过仿真得到与其对应的阻抗带宽特性和轴比特性分别如图3(a)和(b)所示。

图2 中,天线1 为简单的微带线馈电单极子贴片天线,由微带线、辐射贴片和矩形接地板构成,利用相对于馈线不对称的接地板和圆形辐射贴片结构实现了1.18～2.26 GHz,3.42～6.35 GHz 的双频段辐射,馈线两边不对称地板,避免了地板处水平电流相互抵消,实现了5.15～5.97 GHz 频段圆极化辐射,且覆盖了Wi-Fi 频段,如图3(a)和(b)所示。为了使天线的低频段能够应用于UHF 频段,且实现圆极化辐射,首先对矩形接地板进行切角处理,并根据天线表面电流分布,尽量减少对关于馈线不对称地板处表面电流的影响,在馈线两边对称刻蚀两个宽度不等的L 形缝隙,结构如图2 中天线2 所示。L 形缝隙和切角接地板增加了天线表面电流的路径,使天线的低频谐振频率降低至1.3 GHz,带宽为0.79～1.61 GHz。天线在1.3 GHz 处的表面电流分布如图4 所示,从图中可以看出L 形缝隙引入了水平方向的表面电流,通过调整L形缝隙长度和宽度可以改变L 形缝隙处水平分支电流大小,使天线表面存在水平和垂直方向的电流,产生正交的两种模式。通过调节两个L 形缝隙的宽度改变正交的两个电场分量的幅度大小,使其近似相等,实现低频圆极化辐射,如图3(b)所示,天线2 的圆极化轴比带宽为1.02～1.25 GHz。然而,天线2 的轴比带宽不能完全覆盖UHF频段,为了在UHF 频段实现圆极化辐射,在接地板上加载两个高度不等的矩形枝节,结构如图2 中天线3 所示。从图3(a)和(b)可以看出,矩形枝节的加载在低频0.7 GHz 处引入一个新的谐振频率,拓宽了天线3 的阻抗带宽,同时拓宽了低频轴比带宽且使轴比带宽整体向低频偏移,完全覆盖了UHF 频段。然而,从图3(b)中可以看出,该结构在实现天线UHF 频段圆极化辐射的同时,增大了高频轴比值,为解决该问题,在圆形辐射贴片上刻蚀不等臂长斜十字形缝隙,结构如图2 中天线4 所示。该结构微扰天线辐射贴片表面电流,降低轴比值,如图3 (a)和(b)所示,天线4 的仿真结果表明,天线4 的相对阻抗带宽为76.8%(0.69～1.55 GHz)和29.2%(4.01～5.38 GHz),3 dB 轴比带宽为120.6%(0.26～1.05 GHz)和6.8%(5.12～5.48 GHz),能够实现UHF 和Wi-Fi 的双频段圆极化辐射。

图2 天线设计过程示意图Fig.2 Evolution of the proposed antenna structure

图3 不同天线的S11和AR 仿真值Fig.3 Simulated S11 and AR of different antenna

图4 天线在1.3 GHz 处的表面电流分布Fig.4 Surface current distribution of the antenna at 1.3 GHz

1.3 天线参数优化

由1.2 节天线设计原理部分可知,在设计过程中高频处的天线特性基本满足应用需求,低频处的天线特性主要由L 形缝隙实现。为了在低频处获得良好的阻抗匹配特性和圆极化辐射特性,在保持天线其他参数不变的情况下,对L 形缝隙长度L2以及L 形缝隙宽度g3进行仿真优化。

图1 中L 形缝隙长度L2对天线阻抗带宽特性的影响如图5(a)所示。在高频处,随着L2的增加,谐振频率减小、阻抗带宽变窄,都满足应用需求。在低频处,随着L2的增加,谐振频率减小,当L 形缝隙长度L2=18.5 mm 时,天线在低频0.9 GHz 处引入一个新的谐振点,低频阻抗带宽拓宽至0.69～1.55 GHz。L 形缝隙长度L2对天线轴比特性的影响如图5(b)所示,随着L2的增加,对高频轴比影响并不明显,低频(1 GHz 以下)轴比值降低且轴比带宽变宽。综合考虑天线阻抗带宽和轴比带宽,最终选取参数L2=18.5 mm。

图5 参数L2对天线的特性的影响Fig.5 Effect of parameter L2 on antenna characteristics

图1 中L 形缝隙宽度g3对天线阻抗带宽特性的影响如图6(a)所示。从图中可以看出,随着g3的改变天线阻抗带宽变化并不明显,当g3变化时,主要改变了L 形缝隙水平和垂直方向的表面电流,影响低频轴比值。如图6(b)所示,当g3分别取0.5,0.7 和1.1 mm时,在低频处,随着g3的改变轴比带宽和轴比中心谐振频率都有较大变化。然而,在高频处,随着g3的增加,轴比中心谐振频率变化较小。为使其满足UHF 频段应用需求,最终取g3=1.1 mm。对参数g3仿真优化的结果也很好地验证了在关于馈线不对称地板结构的基础上利用宽度不等的L 形缝隙实现低频圆极化辐射特性设计的正确性。

图6 参数g3对天线的特性的影响Fig.6 Effect of parameter g3 on antenna characteristics

1.4 圆极化天线的辐射模式与机理

天线在UHF 频段和Wi-Fi(5.2 GHz)频段的中心谐振频率分别为0.9 GHz 和5.2 GHz。为理解圆极化天线的辐射模式与机理,在0.9 GHz 和5.2 GHz 处,天线在一个馈电周期内的表面电流分布分别如图7 和图8 所示。由天线设计原理可知,相对于馈线不对称的接地板和在其上刻蚀的L 形缝隙可以在0.9 GHz 和5.2 GHz 处分别产生幅度相等且极化正交的两个简并模(TM10和TM01),使该天线具有双频圆极化辐射特性。从图7 中可以看出天线在0.9 GHz 频段处,0°馈电相位情况下,微带线右侧接地板和辐射贴片表面电流较弱且大部分相互抵消,表面电流主要集中在L 形缝隙处,其合成方向为左上方。在90°馈电相位情况下,微带线右侧接地板表面电流较弱且大部分相互抵消,辐射贴片表面电流合成方向为左下方,与左侧L形缝隙和接地板的表面电流合成方向一致,则天线表面电流合成方向为左下方。在180°,270°馈电相位情况下天线的表面电流和在0°,90°馈电相位情况下天线的表面电流大小相等,方向相反。因此,该天线在0.9 GHz 处沿+z方向可以实现右旋圆极化波辐射。

图7 天线在0.9 GHz 处的表面电流分布Fig.7 Simulated surface current distributions of the proposed antenna at 0.9 GHz

同理,从图8 中可以看出,天线在5.2 GHz 频段处,0°馈电相位情况下,微带线右侧接地板和辐射贴片表面电流较弱且大部分相互抵消,表面电流主要集中在L 形缝隙及左侧接地板处。左侧L 形缝隙处表面电流较大,表面电流的合成方向为水平向右,在左侧接地板上,电流密度集中的地方,电流方向垂直向下。因此,在0°馈电相位情况下,天线的表面电流合成方向为右下方。在90°馈电相位情况下,辐射贴片表面电流较弱且大部分相互抵消,电流主要集中在L 形缝隙和接地板处。L 形缝隙处电流大小近乎相等,方向相反,相互抵消。在左侧接地板上存在垂直向上的表面电流,在右侧接地板上存在水平向右的表面电流,因此,在90°馈电相位情况下,天线的表面电流合成方向为右上方。在180°,270°馈电相位情况下天线的表面电流和0°,90°馈电相位情况下天线的表面电流大小相等、方向相反。因此,该天线在5.2 GHz 处沿+z方向可以实现右旋圆极化波辐射。

图8 天线在5.2 GHz 处的表面电流分布Fig.8 Simulated surface current distributions of the proposed antenna at 5.2 GHz

2 天线实物测量结果与分析

为了验证所设计天线的实用性,制作并测试了天线,天线实物如图9 所示。

图9 天线实物图Fig.9 Prototype of the proposed antenna

利用矢量网络分析仪测试了天线的回波损耗,图10为实际测量得到的天线S11值与仿真结果的对比。从图中可以看出,实测-10 dB 阻抗带宽为62.6%(0.79～1.51 GHz),34.1%(3.84～5.42 GHz),低频谐振点略向高频偏移且阻抗带宽略变窄,在高频获得了更加良好的匹配。图11 为该天线轴比仿真与实测值,可以看出实测轴比带宽为108.1%(0.34～1.14 GHz),7.2%(5.08～5.46 GHz),实测与仿真具有较好的吻合度。天线测试与仿真结果基本吻合,实际测量中存在一些偏差,其偏差是由SMA 接头焊接、天线实际加工精度不够以及介质板材的不稳定性等因素造成的。

图10 天线S11仿真与测试结果Fig.10 Simulated and measured S11 of antenna

图11 天线轴比仿真与测试结果Fig.11 Simulated and measured axial ratio of antenna

在0.9 和5.2 GHz 处,对天线的右旋和左旋圆极化方向图进行了仿真和测试,结果如图12 所示。该结果表明双频圆极化天线具有良好的双向辐射特性,实测与仿真结果吻合。从图中可以看出天线最大辐射方向为z轴方向,且+z轴方向天线辐射右手圆极化波(RHCP),-z轴方向天线辐射左手圆极化波(LHCP)。

图12 0.9 和5.2 GHz 频率处仿真和测试的右旋和左旋归一化辐射方向图Fig.12 Simulated and measured normalized RHCP and LHCP radiation patterns at 0.9 GHz and 5.2 GHz

将本文设计的小型化双频圆极化天线特性与参考文献进行对比,对比结果如表2 所示。其中,fL和fH分别表示圆极化辐射频段低频和高频的中心频率,ARBWL表示低频3 dB 轴比带宽,ARBWH表示高频3 dB 轴比带宽。通过对比表明,与其他文献设计的双频圆极化天线相比,本文设计的天线低频谐振更低、尺寸更小且具有更宽的轴比带宽,因此,该双频圆极化天线具有小型化和宽轴比特性。

表2 本文天线与参考文献中天线对比Tab.2 Comparative descriptions of antennas in this paper and other literatures

3 结论

本文提出了一种小型化、宽轴比双频圆极化天线。天线的圆形辐射贴片上刻蚀了斜十字形槽,对天线的矩形接地板进行了切角处理,刻蚀了两个宽度不等的L 形槽,还加载了两个不等高的矩形枝节。天线的圆极化特性主要由相对于馈线不对称的接地板和宽度不等的L 形缝隙激励起幅度相等且极化正交的两个简并模实现。测量结果表明: 双频段阻抗带宽为0.79～1.51 GHz,3.84～5.42 GHz,轴比带宽为0.34～1.14 GHz,5.08～5.46 GHz。UHF 频段信号具有损耗小、穿透能力强、覆盖范围大的优点;Wi-Fi 频段具有较大的通信链路,在热点区域可以为大量用户提供稳定的通信。该天线阻抗带宽和轴比带宽完全覆盖了UHF(840～960 MHz)和Wi-Fi 5.2 GHz(5.15～5.35 GHz)频段,具有很好的应用价值。