一种应用于MEMS频率基准的CMOS温度传感器*

廖 轰马世月郑慧臻王科平

(天津大学微电子学院，天津 300072)

MEMS谐振器具有高谐振频率、小体积、高功率容量和易集成化等优点[1]，同时可在硅基上直接加工，与当前主流的硅基CMOS集成电路工艺兼容[2，3]，逐渐成为业界和学术界的研究热点。但是MEMS谐振器的谐振频率通常对温度十分敏感，在-40℃～85℃的民用电子产品温度区间内存在较大频率偏移，物理温度补偿后任大于±50×10-6/℃[1]，不能满足BLE、WiFi等无线通讯技术的要求。因此需要对其进行精度更高的电路级温度补偿[1，4]。补偿原理如图1所示，首先使用温度传感器实时监测MEMS振荡器周围环境温度，并将其转化为数字信号传递给数字补偿电路，数字补偿电路产生的补偿信号作用于振荡器主电路，从而稳定MEMS振荡器输出信号频率。这也要求温度传感器具有高分辨率(<0.01℃)和高精度(<±0.5℃)。

图1 MEMS振荡器温度补偿原理框图

目前，国内外已经对CMOS温度传感器进行了广泛研究。在CMOS工艺中，特性与温度相关且可以用作温度传感器测温前端的元器件有双极性晶体管(Bipolar Junction Transistors，BJTs)[5-7]，MOS晶体管[8-10]，电阻[11-14]等。基于BJTs的温度传感器是研究和应用最为广泛的一类，工作原理是利用其基极与射极电压差ΔV be与绝对温度成正比的特性，继而转化得到温度。但是BJTs存在无法关断的问题，静态电流较大，整体功耗偏高[10]。基于MOS管的温度传感器的工作原理是根据其漏极电流I D与温度的关系，实现较小的功耗[8]，但由于其分辨率和精度偏低不适用于振荡器的温度补偿。基于CMOS电阻的温度传感器能同时满足低功耗和高分辨率的需求[11-14]，成为近年来新的研究热点。

本文设计了一种基于CMOS电阻的温度传感器。该温度传感器通过选择具有较大温度系数的测温电阻和设计低噪声读出电路两种方式提高测温分辨率。该传感器的模拟测温前端是由硅化Poly电阻和MIM(Metal-Insulator-Metal)电容组成的文式电桥带通滤波器。使用频率为带通滤波器截止频率的互补方波驱动文式电桥，当环境温度发生变化时，其输出电流会产生与温度相关的相移。由于CMOS工艺中的MIM电容相对稳定，该相移主要由电阻决定。最后使用相位域delta-sigma调制器数字化该相移，其输出比特流平均值表示温度。

1 文式电桥

1.1 CMOS电阻特性

CMOS工艺中有多种类型电阻可以选择，包括:金属电阻、扩散电阻、多晶硅(Poly)电阻和硅化(Silicided)电阻。不同电阻属性相差很大，以上几类电阻的相对特性总结如表1所示。

表1 CMOS电阻属性总结

其中温度系数决定了传感器的分辨率，线性度和噪声影响传感器的精度，方块电阻决定了占用的芯片面积。因此根据仿真结果和表1中的各类电阻属性总结，为了实现高分辨率、高精度和小面积的设计目标，选择了温度系数大，线性度优良和方块电阻较大的硅化电阻作感温元件。

1.2 文式电桥结构与测温原理

1.2.1 文式电桥结构

温度传感器中，除了用作测温的电阻元件，还需要稳定的、温度系数接近零的参考基准，但根据表1可知，在CMOS工艺中不存在满足条件的电阻。因此本设计使用温度系数较大的测温电阻和稳定的MIM电容组成文式电桥，利用常温下其输出信号的相位作基准，避免了片外添加基准。

单端结构的文式电桥模拟测温前端如图2(a)所示，其中包含常温下阻值为63.5 kΩ的温控电阻R，和容值为5 pF的MIM电容C。该二阶带通滤波器的传递函数和相频特性分别为:

图2(b)展示了幅值为1 V的信号驱动文式电桥时的输出电压波特图。输出电压幅值最大为1/3 V，此时相位与驱动信号相同，所对应的频率为带通滤波器截止频率点f0＝1/2(2πR C)约为500 kHz。

图2 单端文式电桥和文式电桥滤波器波特图

1.2.2 测温原理

环境温度发生变化时，测温电阻的阻值发生改变，MIM电容温度系数较低十分稳定，不同温度下的相位曲线如图3(a)所示。当驱动信号的频率固定为常温下带通滤波器截止频率点时，文式电桥的输出产生与温度相关的相移。如图3(b)所示，在-40℃～85℃内，可产生-5.5°～8.4°的相移。因此可以通过量化该相移来确定温度。

图3 不同温度下相位曲线和温度相移曲线

2 相位域读出电路设计

2.1 相移提取原理

本设计使用文式电桥电流输出模式，将输入电压转化为输出电流，便于积分器积分。温度传感器的相移提取原理如图4所示。其中文式电桥带通滤波器用作模拟测温前端，包含两个测温电阻R(T)和两个温度稳定的MIM电容C，同时还需要使用斩波器解调信号。斩波器的驱动信号为一组互补时钟，任意时刻都导通，因此其阻抗远小于R(T)，故不影响文式电桥输出电流IWB-out的相位。

图4 相位提取原理示意图

为了简化原理示意图，图4中的三角函数仅表示此处信号的频率与相位，不包含幅值信息，下面详述其原理。

设频率为f0，幅值为A，初始相位为0的输入信号为:

文式电桥的输出电流为:

其中TFWB为文式电桥输入电压转化为输出电流的传递函数，设调制信号为:

经过斩波器调制后的输出电流高频谐波分量可以使用低通滤波器滤除，剩余的直流部分为:

由式(6)可知，由于输入信号幅值A、解调信号幅值B、传递函数TFWB和解调信号相位φd均已知，经过量化斩波调制后的直流分量idc，继而可以转化为与温度相关的相移φWB。

由于单端结构的文式电桥不具有对称性，在芯片版图设计时电阻容易产生失配，制造过程中工艺偏差较大，故实际电路中采用差分对称结构，通过减小元器件之间的失配提高精度。

2.2 相移读出系统设计

由于待测信号为温度，具有低频变化慢的特点，同时MEMS温度补偿又需要较高精度，因此选用连续时间delta-sigma调制器作读出电路。所设计传感器的读出电路系统如图5所示，其中包含由斩波放大器(OTA)和电容Cint组成的积分器，比较器(COMP)以及输出比特流(Bit-Stream)控制的两路选择器(MUX)，其中差分对称结构的文式电桥测温前端未画出。

为了简化结构，文式电桥的驱动信号使用频率为500 kHz的互补方波替代正弦波，设正驱动信号的相位φdrive+＝0°，其他信号均以此为基准。图5中，设输出比特流为高电平时，MUX选择解调信号相位φd0，高电平时间与总时间之比为η。由式(6)可知解调后的直流电流idc，当积分电容Cint上电荷动态平衡时有:

为保证在不同解调信号下，IWB-out解调之后的直流分量idc存在正向和反向，即cos(φWB-φd0)和cos(φWB-φd1)有正有负，并且-10°<φWB<10°，所以选择解调信号相位φd0和φd1分别为70°和110°，且频率均为500kHz。设计解调信号的相位差为40°，大于仿真结果20°相移是为了应对CMOS工艺偏差引起的阻值偏差。最后比较器相位φtrig为90°，频率也为500 kHz。

根据图5的系统框图可知，相位域delta-sigma调制器首先通过斩波技术将文式电桥输出电流解调到直流，并使用积分器对该直流进行积分，从而改变积分器输出电压，再通过比较器比较积分器的差分输出得到比特流，最终实现系统动态平衡。其中解调信号相位φd0和φd1由比特流决定，环境温度用输出比特流均值η表示。

图5 连续时间相位域Sigma-Delta调制系统框图

2.3 电路设计

实际上有源积分器的输入阻抗会使文式电桥输出电流IWB-out产生相移误差。如图6所示，文式电桥后添加有源积分器的输入阻抗，其值约为1/g m，其中g m为OTA驱动级晶体管的跨导。例如当运放驱动级MOS管的跨导g m为1 ms时，转化成温度误差约为0.3℃[11]。

图6 文式电桥后加上有源积分器输入阻抗

同时为了避免积分电流饱和，引起积分输出失真导致额外的误差，OTA的输出电流差分峰峰值应该大于文式电桥输出电流最大值｜IWB-out｜max约为8μA。同时，为了保证积分器精度，OTA的低频增益应该大于80 dB。不过由于文式电桥输出电流信号IWB-out经过斩波调制后，所需的相移信号转化为直流幅值信号，因此OTA对带宽的要求不高。

为满足上述需求，OTA选择了输入电压摆幅较大的折叠式共源共栅结构，其原理图如图7所示，偏置电路和共模反馈电路未画出。晶体管M1，2，9，10的静态工作电流均为10μA，低频增益大于82 dB，3dB带宽约为40 kHz，均满足设计要求。

图7 斩波运算放大器(OTA)原理图

同时为了抑制低频1/f噪声和失调(offset)电压，OTA还使用斩波稳定技术将低频噪声和失调搬移到斩波频率附近[15]。如图8所示，OTA中1/f噪声的转角频率约为10 Hz。选择频率为500 kHz的斩波驱动信号，在1 Hz处，斩波器未开启时，OTA的输入参考噪声约为2.42μV/Hz，斩波开启后降至20.9 nV/Hz，小于未斩波的1%，满足系统的低噪声要求。

图8 斩波前后输入参考噪声对比图

同时为了减小由斩波开关的电荷注入、时钟馈通等效应引起的误差，斩波器中使用传输门代替传统单MOS管开关。

2.4 版图布局

所提出温度传感器使用标准0.18μm CMOS工艺设计，其整体版图如图9所示。为了测试方便，抽取滤波器设置在片外。为了减小失配产生的测温误差，版图中主信号通路采用全对称设计。同时由于硅化P-Poly型电阻和硅化N-Poly电阻均满足模拟前端测温需求，因此每块芯片上包含两个独立工作的温度传感器共占用面积870μm×610μm，每块芯片正常工作时，在1.8 V电源电压下消耗150μA电流，其中文式电桥驱动信号占10μA。

图9 温度传感器版图

3 仿真结果

3.1 分辨率

文式电桥输出直流分量存在与温度相关的相移，该相移的大小主要由测温电阻的温度系数决定，在固定温度范围内的相移越大，则传感器分辨率越高。同时驱动文式电桥模拟前端的互补方波信号的随机抖动会转化为输出随机相位噪声从而降低分辨率，因此需要使用纯净的方波信号避免恶化性能。

图10是常温(27℃)下相位域delta-sigma调制器输出比特流的功率谱密度图。频谱的噪底主要由文式电桥中Poly电阻的热噪声组成。在频谱中可见，1/f噪声和直流失调(offset)等低频非理想因素被斩波调制到带宽外的高频，根据图10中的仿真结果，当转化周期为1 ms时，分辨率为0.001℃。

图10 比特流功率谱密度

3.2 非线性和校准

文氏电桥温度传感器的误差主要由三部分组成:①CMOS工艺中，硅化P-Poly电阻的阻值和温度系数存在工艺偏差，受制造工艺影响较大；②模拟测温前端本身的传递函数导致的环境温度与输出相移之间的非线性；③相位域Sigma-Delta调制器传递函数的非线性。其中，电阻阻值随工艺偏差产生的偏移影响Wien-Bridge带通滤波器的截止频率，可以通过设置调整驱动信号频率减小影响；由电阻温度系数非线性引起的误差可以通过MATLAB多项式拟合减小；传感器固有非线性可以通过片外校准消除。

图11是转换时间为1ms时，温度与输出比特流的平均占空比特性曲线，可看出该曲线具有较好线性度。使用固定的二阶多项式移除系统非线性，转化后的温度误差如图12所示。在-40℃～85℃的温度范围内实现了小于±0.5℃的误差。

图11 文式电桥输出比特流平均占空比曲线

图12 二阶多项式拟合后的温度误差

使用Wien-Bridge模拟测温前端与近年来其他CMOS电阻温度传感器的性能对比如表2所示。本文所设计的温度传感器在-40℃～85℃的较宽温度范围内实现了0.001℃的分辨率，在二阶多项式拟合后实现了±0.5℃的精度，以上指标均能满足设计需求。

表2 基于CMOS电阻的温度传感器性能对照表

4 结论

本文使用标准0.18μm CMOS工艺设计了一种应用于MEMS振荡器温度补偿的CMOS温度传感器。使用文式电桥带通滤波器作测温前端，当环境温度发生变化时，其输出电流产生与温度相关的相移，然后通过相位域delta-sigma调制器量化该相移。由于使用了高温度系数和低1/f噪声的硅化Poly电阻以及设计的低失调(offset)和输入参考噪声的读出电路，该温度传感器在-40℃～85℃的温度范围内实现了±0.5℃的温度误差，同时在1 ms的转换时间内实现0.001℃的温度分辨率。