基于PV-IP 结构的差分功率处理光伏系统研究

2022-01-08阚加荣

电子设计工程 2022年1期

胥杰，刘超，阚加荣

（1.江苏大学电气信息工程学院，江苏镇江 212013；2.盐城工学院电气工程学院，江苏盐城 224003）

太阳能是世界上最清洁的能源之一，取之不尽，光伏发电是利用太阳能的主要形式[1-2]。为了获得更高的输出电压，通常将光伏电池串联。当发生局部阴影时，光伏模块内部各子串特性不匹配，串联的光伏子串输出电流不一致会导致热斑效应，严重的可能直接烧毁光伏模块[3-5]。为避免热斑效应，每个光伏子串都会并联旁路二极管[6-8]。由于旁路二极管的存在，光伏模块的功率输出特性在各子串间功率失配时存在多峰值，使得传统的最大功率点跟踪（MPPT）算法存在失效的风险，不能保证光伏模块工作在全局最大功率点（GMPP）处[9-10]。

为解决多峰值、效率不高等失配时出现的问题，常用方法是分布式最大功率点跟踪，每个光伏子串都并联一个全功率的DC/DC 变换器，使得每个光伏子串都工作在最大功率点处，缺点是所有输出功率都要经过变换器进行处理，效率低、成本高[11]。差分功率处理技术一般都通过光伏子串并联的DC/DC 变换器，将未遮挡的光伏子串电流补偿给遮挡的光伏子串，对应变换器仅处理光伏子串之间的差值功率，功率损耗相对较小。文献[12]分析了一种架构为光伏电池-直流母线（PV-BUS）的光伏系统，以单向反激式电路作为DPP 变换器，功率从总线传送给光伏子串，控制策略可以使得每个光伏子串处于最大功率点处。文献[13-14]架构为PV-PV，DPP 变换器都为双向开关电感，控制策略分别为分布式控制算法与双阶段MPPT 算法，可以提高输出效率，但是上述方法用于光伏子串较多的场合时，由于差值功率传输级数多导致效率偏低，因此难以大规模拓展。

文中提出以PV-IP 为架构，以双向反激式变换器为DPP 变换器，采用兼顾了均压和MPPT 的控制策略，实现了光伏子串间的功率平衡，每个光伏子串都可工作在最大功率点，提高了系统的功率输出。

1 基本架构

如图1（a）所示，为避免热斑效应，每个光伏子串都并联一个旁路二极管，但是在局部阴影严重时，光伏子串会被旁路二极管短路，造成光伏子串的功率获取率低。图1（b）所示为PV-BUS 架构系统，用单向的DC/DC 变换器代替旁路二极管，每个变换器的初级侧连接光伏子串，次级侧并联到光伏模块的输出端，并联的变换器只需处理光伏子串间的功率差值来实现各光伏子串之间的功率平衡。图1（c）所示为PV-IP 架构系统，相较于PV-BUS 的差别在于：并联变换器可实现双向能量流动，且次级侧与光伏模块的输出端不连接。图2 为图1 中3 种管架构光伏系统的功率输出特性曲线，虚线为图1（a）所示架构的特性曲线，该曲线呈现多峰值；实线为并联变换器架构的功率曲线，呈单峰值，系统可使用传统的MPPT 实现最大功率输出。

图1 3种光伏系统架构

图2 功率输出特性曲线

假设在正常情况下，单独运行时，PV1 和PV2 产生功率为10 W，受遮挡的PV3 只能输出5 W。采用图1（a）架构，当旁路二极管没有导通时，受制于PV3输出的电流系统输出功率为15 W，为局部最大功率点，对应图2 中的B 点；当旁路二极管导通时，PV1 和PV2正常输出，PV3被短路，系统输出功率为20 W，对应A 点为全局最大功率点。采用图1（b）架构，DPP1和DPP2 各处理5 W 功率，DPP 变换器共处理10 W功率，系统输出功率为25 W，对应C点。采用图1（c）架构时，DPP1 和DPP2各处理W功率，DPP3 处理W 功率，能量流通方向如图1（c），DPP 变换器共处理W 功率，系统输出功率为25 W，同样对应C点。PV-BUS与PV-IP两种架构理论上都可以输出25 W 功率，但是前者DPP 变换器处理的总功率比后者多W，造成的损耗也相对多。

PV-IP 相较于PV-BUS 的优点在于使用均压法时，无需用传感器来测量DPP 变换器的电流，可降低一定成本。由于PV-IP架构的次级侧电压与光伏模块无电气连接，说明次级侧电压可以自主选择，即DPP变换器的变比可设置为优化状态，从而提高系统效率；此外，PV-IP架构中DPP变换器处理的功率也较少，可减少损耗，所以下面分析都是基于PV-IP 架构的。

在光照正常的情况下，各光伏子串匹配，DPP 变换器不工作，功率直接由集中式变换器处理，可减少不必要的损耗；在局部阴影下，DPP 变换器只需处理平衡子串所需的功率，使得电流平衡，从而保证每个光伏子串处于最大功率点。

2 控制方法与控制器的设计

2.1 控制方法

图3 所示为不同光照下光伏子串功率输出特性曲线图。在不同光照下，各光伏子串的MPP 有差异，但各自MPP 电压近似相等，根据这一特性提出一种折中的控制方法——均压法，即控制DPP 变换器实现各光伏子串的输出电压相等，就可以消除光伏系统的多峰值现象；再对整个光伏系统采用扰动观测法实现MPPT 控制，就可以实现每个光伏子串的MPPT。该控制策略相对简单、稳定性好，且保证了较高的功率获取率。

图3 光伏子串功率输出特性曲线

将光伏子串的电压设为参考电压Uref：

其中，Ubus为光伏模块输出电压，n为光伏子串数量，即DPP 变换器数量。

设图1（c）中DPP 变换器的原边输入电流iprii为参考电流irefi:

式中，K（s）为控制系数，可通过PI 调节，电流是电压的误差函数。

采用均压法控制时，各光伏子串的功率是平衡的。系统到达稳态时，PV-IP 架构的串电流平衡到平均值：

其中，iPVi为每个光伏子串产生的电流，ibus为串电流。

2.2 控制器的设计

如图4 所示，将光伏子串与DPP 变换器并联的模块称为增强型光伏子串[15]。DPP 变换器为双向反激式变换器，将传统的反激式电路中变压器副边的二极管用开关管代替，以变压器为中心成对称结构。其能量流动方式与单向反激式电路相同。以能量从原边流向副边为例，此时副边开关管总是关闭的，体二极管作为续流二极管，反之亦然。双向反激式变换器存在两种运行模式：连续模式（CCM）和断续模式（DCM）。在此系统中要求DPP 变换器只能运行在DCM 模式下，一方面可消除二极管反向恢复的损耗，提高效率，另一方面此时电路动态特性表现地更为简单，有利于控制器的设计，每个DPP 变换器都是自主控制的，两两不存在耦合关系。

图4 增强型光伏子串

1）光伏子串模型：图5 为光伏子串的等效模型，该模型包括一个电压源Ug和电阻Rg，电阻是光伏子串工作在某一点时通过非线性电流-电压曲线确定的。

图5 光伏子串等效电路模型

2）DCM模式下电流参考控制占空比：反激型变换器在DCM 状态时电路的原边电流波形如图6 所示。

图6 断续模式下原边电流波形

图中iwmax为原边的峰值电流:

式中，Lpri为变压器的初级侧电感感值，T为开关周期。

根据平均电流与瞬时电流的关系:

将式（5）代入（6）得平均电流iprii：

在2.1 中提到，DPP 变换器初级侧电流iprii（t）跟随当前电流参考irefi（t）可实现子串电压平衡。设iprii（t）=irefi（t），代入公式（7），得占空比dprii：

在数字控制器中，将irefi（t）和测得电压Upvii（t）作为输入，可利用查表法来计算占空比。假设采样的频率足够高，可以认为在一个周期内Upvii（t）是一个常数，占空比dprii与irefi是一一对应的精确关系。

由于DPP 变换器的能量可以双向流动，因此当初级侧电流基准为负时，即irefi＜0，可以采用相同的方法来计算次级侧开关管的占空比dseci：

其中，irefi*是由式（10）得到的，Lsec为变压器副边电感感值。

图7 为DPP 变换器的控制框图。输入为光伏子串电压与母线电压，输出为PWM 信号。原边或副边开关管的导通取决于irefi的符号，为正时，Qpri导通，Qsec关断；为负时，Qpri关断，Qsec导通。

图7 控制框图

3 仿真验证与分析

在Matlab 中搭建了PV-IP 仿真模型，仿真模型中用直流电压源与电阻串联代替光伏子串。3 个光伏子串的具体参数如表1 所示。

表1 光伏子串参数

系统的主电路图如图8 所示，以图1（c）为基础架构，后接集中式变换器为BOOST 电路。其他器件的仿真参数：变压器的额定功率为25 W，变比为1∶3，原边自感为Lpri=5.1 μH；双向反激式原边电容Cpri=100 μF,副边电容Csec=100 μF；开关频率f=50 kHz；升压电感L=20 μH；母线电容Co=100 μF。