基于集成模拟相乘器的同步检波系统设计

李之奇

（沈阳科技学院信息与控制工程系，辽宁沈阳 110167）

音频信号（30～3 400 Hz）和图像信号（0～5 MHz）多为频率较低的信号。理论证明，发射天线的长度至少为电信号波长的1/10，该信号才可被有效发送。此外，为了提高信道的利用率，调制是不可缺少的。调频和调幅各自应用于特有的领域，调频波的特点是频带窄、传输距离长，但是对阻碍物的穿透能力弱，而且线路复杂，需要的电子元件多、成本高。

目前，国内无线呼叫系统的厂家大多采用调幅调制方式，这是基于成本的考虑。比如，在楼宇内的无线报警和无线安防领域，可以利用调幅波频带宽以及对阻碍物穿透能力强的特点来实现。调幅还涉及图像、语音信号和AM广播等，应用领域非常广泛[1]。

无线通信信道条件极其恶劣，受干扰问题非常严重，接收天线接收的信号通常在微伏到毫伏数量级，经小信号放大器选频滤波、混频器实现频谱线性搬移、中频放大器放大后送入解调器。文中设计了基于MC1496 模拟乘法器的同步检波电路，可用于普通调幅波及双（单）边带调幅波的检波，解决了包络检波器仅能用于普通调幅波检波的限制，有效减小了包络检波器惰性失真、负峰切割失真对检波带来的影响。

1 乘积型同步检波原理分析

从高频调幅信号中提取出原调制信号的过程称为检波[2]。检波电路的输入信号有两个：同步信号和调幅信号。通常调幅信号幅度很小，同步信号属于大信号（大于500 mV）。实现检波的前提是不失真。从频谱上看，检波需要将高频或中频调幅信号不失真地搬移到低频段，属于频谱线性搬移过程，可以利用乘法器来实现。低通滤波器用来滤除掉无用的高频分量，防止干扰。乘积型同步检波器组成模型如图1 所示。

图1 乘积型同步检波器组成模型

为了简单说明，如图1所示，设同步信号ux(t)为单一频率等振幅余弦信号，调制信号uy(t)为DSB 信号：

其中，ωx>>Ω,ωy>>Ω。

同步信号ux与调制信号uy经相乘器作用得到uo1(t)，包括差频分量和无用寄生分量：

其中，U=AMUxUy,ωh=ωx+ωy,ωl=ωx-ωy。

式（3）中的无用寄生分量是高频分量，经低通滤波器滤除，最终得到检波输出信号:

从式（4）可以看出，检波振幅随时间变化，相对于原调制信号会产生严重失真，所以ωx与ωy相等，即同步信号与调制信号同频。此时，原调制信号cos(Ω t)的振幅为AMUxUycosφx，即相当于在检波输出信号中引入了衰减因子cosφx，影响检波效果。理想情况是无衰减因子。因此可得出结论：同步信号与调制信号严格同频、同相。在实际电路中，同步信号从载波恢复电路中获得，与发送端载波一致。此时，检波输出为：

如图2 所示，上述过程相当于将调制信号沿频率负半轴搬移了同步信号频率ωx，并没有改变其他特性，实现了频谱的线性搬移。

图2 乘积型同步检波实现频谱搬移

2 相乘作用的实现

常用的非线性器件包括二极管、晶体三极管、场效应管等[3]。目前，无线通信系统广泛采用二极管双平衡相乘器、二极管环形混频器等，其基本原理是利用非线性元件的相乘特性，每种相乘器的特性是不同的[4]。理论上单二极管就可以实现两个信号的相乘，但是两个输入信号须满足线性时变的分析条件，即一个为大信号，作为时变的工作点。另一个为在很小范围变化的小信号，其变化可近似认为是一段直线。尽管满足线性时变的使用条件，除了产生ω同步信号±ω调制信号的有用频率分量之外，还会产生aω同步信号以及|±aω同步信号±ω调制信号|的无用频率分量。因此，检波系统中的相乘器需要具有很好的相乘特性和一定的放大倍数，输入信号可具备较大的动态范围。

2.1 晶体管双差分对相乘作用分析

双差分对相乘器电路由三对差分对管组成，如图3 所示，电流源I0为T5 和T6 提供合适的静态工作点，保证放大器工作在线性范围。晶体管T5为T1和T2提供偏置电流，晶体管T6 为T3 和T4 提供偏置电流。ux作为输入信号交叉加到晶体管T1～T4 的基级；uy作为另外一个输入信号交叉加到晶体管T5、T6的基级。

图3 双差分对相乘器原理电路

晶体管放大倍数β>>1，Io≈ic5+ic6，用PN 节电流方程可得到式（6），其中UT是温度电压当量[5]：

由uy=uBE5-uBE6可以得到ic5和ic6的表达式，再进行求差则可以得到用双曲正切函数表示的表达式：

同理可以得到ic1-ic2和ic4-ic3的表达式。因为iA=ic1+ic3，iB=ic2+ic4，可得：

最终得到晶体管双差分对输出信号uo:

在ux和uy为小信号的条件下，晶体管双差分具有理想化的相乘特性，如式（10）所示。实际使用中，通过引入深度负反馈来提高输入信号的线性范围。

2.2 MC1496集成模拟相乘器

MC1496 是根据双差分对模拟相乘器基本原理制作的四象限集成模拟相乘器[6]，实现乘法功能[7]。如图4 所示，MC1496 内部电路与普通差分对电路基本类似，不同的是MC1496 通过二极管V7、三极管V8和R1、R2、R3、R5构成多路电流源电路。V1和V4、V2和V3基级相互连接，V1和V3、V2和V4的集电极相互连接，这种连接方式决定了双差分对各自的输入信号极性相反。Ry为负反馈电阻，用于扩大u2的动态范围[8]。

图4 MC1496内部电路

2.3 MC1496构成的检波电路

如 图5 所 示，MC1496 采 用+12 V 单电源供电[9]。引脚5 通过电阻R8连接+12 V 电源，R8选择2 kΩ，能够确保为芯片内部晶体管提供合适的静态偏置电流[10]。同步检波又称相干检波，已调波经耦合电容C1送入输入端1 脚和4 脚。同步信号经耦合电容C2加载到8 脚和10 脚。根据同步信号和已调波频率（455 kHz 左右），电路设计中选择C1和C2为0.1 μF，能够起到较好地隔直阻低频信号的作用。

图5 MC1496构成的检波电路图

需要注意，同步信号为大信号，通常其峰峰值需大于500 mV，这是为了保证MC1496 芯片内部相乘器工作在开关状态并且有效地减小了检波失真。调幅信号的大小不作要求，实验可以证明，即使是毫伏级的调幅信号也可以不失真地被检波。R1是连接MC1496 内部晶体管的负反馈电阻，其规格的选择对检波结果有很大的影响。设计时R1为470 Ω，要保证R1>>re，re为晶体管发射结电阻，可得到调幅输入信号的动态范围为：

R10、C4和C5构成π型低通滤波器[11]，用于滤除同步信号与调幅信号由于相乘作用产生的线性频谱搬移信号[12]。由于同步信号和调幅信号严格同频、同相，所以π型低通滤波器截止频率ωc需略大于检波信号最大频率[13]。滤波电容的容值不能过小，否则无法达到好的滤波效果[14-15]，该设计中滤波电容为4 700 μF。

3 实测数据测量

为了便于观察，分别选取调幅系数ma=30%、ma=100%及ma＞1 的3 类单一频率AM 信号作为调幅输入。如图6 所示，是ma=30%时得到的调幅信号和检波输出，可观察到其高频调幅信号包络介于[U载波×(1-ma)，U载波×(1+ma)]之间，没有产生过调制失真[16]。所以检波信号可包含原调制信号的全部信息，即可以被完全检波。如图7 所示，是ma=100%时的调幅信号和检波输出，可以看出最小包络的最小值为0，但没有发生过调制失真，处在临界状态，即检波信号包含原调制信号的全部信息。如图8 所示，是ma>1条件下的调幅信号和检波输出，此时虽然也可获得检波输出，但是调幅信号已存在严重的过调制失真，因此，检波信号没有包含原调制信号的全部信息。在实际的AM 调幅波检波过程中，要求ma≤1，否则获得的检波信号是没有意义的。由于载波不包含有效信息，DSB 调幅信号中仅包含上下两边带频率信号，不包含载波频率的信号，这样大大提高了信号的传输效率。如图9 所示，通过该设计电路也可获得包含原调制信号全部信息的检波信号。

图6 ma=30%时的调幅信号和检波输出

图7 ma=100%时的调幅信号和检波输出

图8 ma>1时的调幅信号和检波输出

图9 DSB调幅信号和检波输出

4 实验结果

如表1 所示，用频率在300～455 kHz 范围内的已调的三角函数信号、三角波和普通音乐信号作为调幅信号，和与调幅信号严格同频、同相的载波信号通过该电路进行检波，在调幅系数ma≤1 的条件下，能完成检波。

表1 检波结果分析

5 结论

文中设计了一种基于MC1496 集成模拟相乘器的同步检波系统，该设计可配合调制模块嵌于无线广播、楼宇内的无线安防系统。实际运行结果表明，该系统能够有效完成300～455 kHz 范围内的AM 和DSB 调幅信号的检波。