基于不固定直流母线电压分段控制的新型DC/DC电流前馈控制方法

刘偲艳

(光伏发电系统控制与优化湖南省工程实验室，湘潭 411104)

0 引言

并网逆变器作为交流电网与光伏电站之间能量转换的关键设备，对光伏发电系统的工作效率、输出侧电能质量起着至关重要的作用。近年来，两级式非隔离并网逆变器得到了广泛应用，其前级为高频DC/DC变换电路，可实现对直流电压的调节；后级为DC/AC全桥逆变电路，用于控制并网电流与电网电压同频同相[1]。在该类并网逆变器现有的控制策略中，大部分是采用固定母线电压的方式，也就是使前级高频DC/DC变换电路、后级DC/AC全桥逆变电路均工作在高频状态，但这样既会增加非隔离型电路系统的开关频率，也会增加电路系统的开关损耗[2]。

针对前级高频DC/DC变换电路的高开关频率和高开关损耗问题，研究学者提出了多种解决方法。文献[3]提出了一种动态休眠控制策略，能较好地降低开关损耗，并延长开关器件的工作寿命；文献[4]采用软开关控制方式提升了光伏发电系统的工作效率；文献[5-7]均为采用固定母线电压的方式，较好地提升了光伏发电系统的工作效率；文献[8]对光伏逆变器的效率提升方式进行了综述；文献[9-10]采用固定母线电压的方法，并采用分段法对变换器进行了控制。

当直流侧电流的谐波含量较高时，容易导致太阳电池在最大功率点附近出现功率震荡[11]，影响最大功率点跟踪(MPPT)的跟踪作用，会增加非隔离型电路系统损耗。为了减小直流侧DC/DC电流的谐波含量，文献[12]采用了增大直流母线电容值的方法，但该方法一方面会增加非隔离型电路系统的成本，另一方面容易因为电解电容体积的增大，而缩短电解电容的寿命，并且该方法对于电流的二次谐波抑制效果有限。文献[13]采用了提高二倍频(2f0)处环路增益的方法，该方法对于直流侧脉动起到了较好的抑制效果。文献[14]通过选择合适的控制参数提高了抑制谐波的能力，但改善效果有限。文献[15]采用了电感电流前馈的控制方法，该方法能较好地抑制电流的二次谐波，但DC/DC变换器的动态性能较差。

综上所述，为减少前级高频DC/DC变换电路中工作在高频状态下功率控制开关的数量和时间，本文提出了一种不固定直流母线电压分段控制策略。该策略是根据直流侧输入电压与交流侧输出电压的关系来改变非隔离型电路系统的工作模式，即采用升压斩波工作模式或全桥逆变工作模式，每种工作模式只有一级(前级或后级)工作在高频状态，另外一级工作在工频状态，如此可以大幅减少开关损耗，并提高光伏发电系统的工作效率。在此基础上，基于抑制直流母线电流的二次谐波和改善非隔离型电路系统动态性能的双重目标，本文还提出了串并联虚拟电阻的新型DC/DC电流前馈控制方法。该方法可以使前级高频DC/DC变换电路的输出阻抗在2f0处呈高阻状态，同时在非2f0处呈低阻状态，具有良好地电流谐波抑制效果，同时可以改善电路系统的动态性能。

1 电路的拓扑结构及原理分析

本文所设计的非隔离型电路系统的电路拓扑图如图1所示，前级为带旁路二极管的Boost电路，后级为H6电路拓扑结构。图中：LB为Boost电路的升压电感；DB为二极管；Dp为旁路二极管；Cc为直流侧电容；SWB为高频控制开关；SW1～SW4均为功率变换开关；SW5、SW6均为续流开关；Lf1、Lf2分别为低通滤波器的2个分离电感；Cf为滤波电容；D1、D2均为续流二极管；PV为光伏阵列。

图1 非隔离型电路系统的电路拓扑图Fig.1 Circuit topology diagram of non-isolated circuit system

1.1 不固定直流母线电压分段控制策略

本文提出的不固定直流母线电压分段控制策略的工作原理为：

1)在极限情况下，当直流侧电容的输入电压Udc＞交流侧理想的正弦输出电压最大值Voutmax始终成立时，与常规控制一样，SW1～SW4均工作在高频开关状态，SW5、SW6均处于半个周期高频、半个周期工频的状态，SWB始终处于断开状态，此时非隔离型电路系统处于高频全桥逆变工作模式。

2)当交流侧理想的正弦输出电压最小值Voutmin≤Udc≤Voutmax时，在Udc＞交流侧理想的正弦输出电压Vout阶段，SW1～SW4工作在高频逆变状态，SWB始终处于断开状态；在Udc≤Vout阶段，SWB处于高频升压状态，SW1～SW4处于工频切换模式，此时非隔离型电路系统处于升压斩波工作模式。

在有、无Dp的情况下，分别采用固定直流母线电压控制策略与不固定直流母线电压分段控制策略时非隔离型电路系统的开关状态图如图2所示。图中：Vin为直流侧输入电压；Vbus为直流母线的电压；VBoost为升压变换电路的输出电压。

图2 有、无Dp的情况下，分别采用固定直流母线电压控制策略与不固定直流母线电压分段控制策略时的开关状态图Fig. 2 Switching state diagram of fixed DC bus voltage control strategy and unfixed DC bus voltage section control strategy with or without Dp

对比图2a与图2b可知，不固定直流母线电压分段控制策略可以极大地减少功率控制开关处于高频工作状态的数量和时间。

1.2 不固定直流母线电压分段控制策略的MPPT工作过程

根据光伏阵列的P-V特性曲线，当光伏逆变器工作在最大功率点(MPP)时，dP/dVpv=0(P为光伏阵列的输出功率；V为光伏阵列的输出电压)；当光伏逆变器工作在MPP左侧时，dP/dVpv＞0；当光伏逆变器工作在MPP右侧时，dP/dVpv＜0。

根据前文所述的不固定直流母线电压分段控制策略的工作原理，假设光伏阵列的开路电压为Vpv_open，当SWB不工作时，通过DC/AC侧SW1～SW6调制，可使光伏阵列工作在MPP；当SW1～SW6不工作时，通过SWB调制，可使光伏阵列工作在MPP；理论上来说，Vpv可在0～Vpv_open之间变化。因此，常规MPPT算法在本文提出的不固定直流母线电压分段控制策略中仍有效。

1.3 高频全桥逆变工作模式

处于高频全桥逆变工作模式时的非隔离型电路系统的等效电路工作原理图如图3所示。

图3 处于高频全桥逆变工作模式时非隔离型电路系统等效电路的工作原理图Fig. 3 Working principle diagram of equivalent circuit of nonisolated circuit system in high frequency full bridge inverter working mode

从图3可以看出，当SWB处于常开状态时，后级DC/AC变换电路处于高频全桥逆变工作模式。此时直流侧小信号模型在增加Dp后，前级高频DC/DC变换电路可以等效为一个简单的1阶电路系统[14]，此时不但降低了非隔离型电路系统损耗，也使电路系统更容易实现闭环补偿控制。

1.4 升压斩波工作模式

处于升压斩波工作模式时非隔离型电路系统等效电路的工作原理图如图4所示。图中：iinv为电网的电流；iLf为滤波电感的电流；iLb为升压电感的电流。

图4 处于升压斩波工作模式时非隔离型电路系统等效电路的工作原理图Fig. 4 Working principle diagram of equivalent circuit of nonisolated circuit system in boost chopper working mode

从图4可以看出，当非隔离型电路系统处于升压斩波工作模式时，可采用小信号模型对直流侧进行等效分析。直流侧的升压电路常采用电网电流反馈法[13]进行电路控制，该控制策略中采用iinv作为控制量来控制直流侧升压电路，这样后级DC/AC变换电路输出的电流中存在的二次谐波易传播至前级高频DC/DC变换电路，导致直流侧的能量转换效率降低，还会造成并网逆变器的使用寿命缩短。

2 新型DC/DC电流前馈控制方法

基于抑制直流母线电流二次谐波和改善非隔离型电路系统动态性能的双重目标，根据前文所述情况，本文提出了一种基于串并联虚拟电阻的新型DC/DC电流前馈控制方法。串并联虚拟电阻即为升压电感支路串联虚拟电阻和直流母线电容支路并联虚拟电阻。

串并联虚拟电阻的新型DC/DC电流前馈控制方法的等效电路工作原理图如图5所示。该电路图忽略了并网逆变器输出高频脉动，将输出侧并网逆变器等效为电流源模型。图中：Idc为直流源；I2nd为二次谐波电流源；rf为直流侧电感等效内阻；Z0(s)为直流侧的等效输出阻抗；Zs(s)为升压电感支路的串联虚拟电阻，其目的是增加前级高频DC/DC变换电路在2f0处的输出阻抗；GN(s)为中心频率为2f0的带阻滤波器的值；icf为滤波电容电流；Zp(s)为直流母线电容支路的并联虚拟电阻。

图5 基于串并联虚拟电阻的新型DC/DC电流前馈控制方法的等效电路工作原理图Fig. 5 Working principle diagram of equivalent circuitof novel DC/DC current feedforward control method based on seriesparallel virtual resistance

为改善非隔离型电路系统的动态性能，需要使系统在非2f0处呈低阻状态，即设计在电容两端并联形式为的虚拟电阻。GN(s)的传递函数表达式为：

式中：s为拉普拉斯变换；f为频率。

串并联虚拟电阻的等效控制框架图如图6所示。图中：Gv(s)为电压调节器的值；KPWM为脉宽调制器的值；Hv(s)为直流母线的电压增益；uref为给定的电压；Lb为升压电感；D为升压占空比；iD为升压二极管的电流；ucf为滤波电容的电压。

图6 串并联虚拟电阻的等效控制框架图Fig. 6 Equivalent control block diagram of series-parallel virtual resistance

对图6进行等效变换，即将电感电流反馈、电容电压反馈控制方法移至电压调节器输出端，即可得到等效变换后的串并联虚拟电阻的控制框架图，如图7所示。图中：Lf为滤波电感的总值；rs为虚拟电阻。

图7 等效变换后的串并联虚拟电阻的控制框架图1Fig. 7 Control block diagram 1 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

设Zs(s)=riGBPF(s)，其中：ri为2f0处的虚拟电阻幅值；GBPF(s)是中心频率为2f0的带通滤波器的值。

GBPF(s)的传递函数表达式为：

式中：Q为带通和带阻滤波器的值。

将Zs(s)=riGBPF(s)代入图7，并将图7的电感电流反馈、电容电压反馈控制方法改为电容电流反馈控制方法，即可得到新的控制框架图，如图8所示。

图8 等效变换后的串并联虚拟电阻的控制框架图2Fig. 8 Control block diagram 2 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

根据式(1)、式(2)可得到：

令：

将图8的电容电流反馈控制方法改为电网电流反馈控制方法，则可以得到如图9所示的新的控制框架图。

图9 等效变换后的串并联虚拟电阻的控制框架图3Fig. 9 Control block diagram 3 of series-parallel virtual resistance after equivalent transformation

由于Zs(s)=riGBPF(s)，所以前级高频DC/DC变换电路在2f0处呈高阻状态，因此对电流的二次谐波具有较好的抑制作用。同时，通过式(4)可以得到：

由式(5)可知，直流母线电容支路并联虚拟电阻在2f0处呈开路状态，Z0(s)不会减小；而其在非2f0处呈低阻状态，Z0(s)会减小，非隔离型电路系统的动态性能得到了改善。

由图9可推导出Z0(s)，其可表示为：

未引入虚拟电阻时和引入虚拟电阻后Z0(s)的幅频特性曲线对比图如图10所示，计算过程中需要用到的参数如表1所示。

表1 计算过程中需要用到的参数Table 1 Parameters needed in calculation

从图10中的特性曲线对比可以看出，在2f0处，引入虚拟电阻后的Z0(s)比未引入虚拟电阻时的Z0(s)高，这说明引入虚拟电阻后电流的二次谐波抑制效果较未引入虚拟电阻时的抑制效果好。

图10 未引入虚拟电阻时和引入虚拟电阻后Z0(s)的幅频特性曲线对比图Fig. 10 Comparison diagram of amplitude-frequency characteristic curve of Z0(s) without and after introducing virtual resistance

3 仿真与实验验证

对非隔离型电路系统的控制方法及仿真参数进行设计，所采用的电压调节器GN(s)的取值为其他系统参数如表1所示。

直流侧输出波形的仿真结果如图11所示。

图11 直流侧输出波形的仿真结果Fig. 11 Simulation results of DC side output waveform

如图11a、11b所示，当Udc≤Vout时，Boost电路工作在高频SPWM模式下，并网逆变器处于全桥逆变工作模式，只有一级工作在工频状态；当Udc＞Vout时，Boost电路不工作，并网逆变器处于全桥逆变工作模式，只有一级工作在高频状态。图11c的MPPT仿真过程中并网逆变器的输出功率变化曲线证明了本文提出的不固定直流母线电压分段控制策略不影响MPPT工作。

不固定直流母线电压分段控制策略与固定直流母线电压控制策略下并网逆变器的功率转换效率对比图如图12所示。

图12 不固定直流母线电压分段控制策略与固定直流母线电压控制策略下并网逆变器的功率转换效率对比图Fig. 12 Comparison of power conversion efficiency of grid inverter between unfixed DC bus voltage section control strategy and fixed DC bus voltage control strategy

从图12可以看出，采用不固定直流母线电压分段控制策略时并网逆变器的功率转换效率高于采用固定直流母线电压控制策略时并网逆变器的功率转换效率，特别是在并网逆变器输出功率低时，采用不固定直流母线电压分段控制策略的并网逆变器具有更高的功率转换效率。

采用2 kW并网逆变器实验平台对本文提出的新型DC/DC电流前馈控制方法的效果进行验证。

为了便于分析并网逆变器功率的突变情况，该2 kW并网逆变器实验平台的测试在Udc＞Voutmax情况下进行，设定直流母线电压为350 V，其他参数设置如前文表1所示，死区时间设置为3 μs。功率突变时，采用传统DC/DC电流前馈控制方法和新型DC/DC电流前馈控制方法时直流母线电压的变化情况对比图如图13所示。图中：io为交流侧的输出电流。

图13 功率突变时，2种DC/DC电流前馈控制方法的直流母线电压变化的对比Fig. 13 Comparison of DC bus voltage variation of two kinds of DC/DC current feedforward control methods in case of abrupt power change

从图13可以看出，功率突变时，采用传统DC/DC电流前馈控制方法的直流母线电压上升了26 V，采用新型DC/DC电流前馈控制方法的直流母线电压上升了8.5 V。

功率突变时，2种DC/DC电流前馈控制方法下的输入电流侧的二次谐波含量的对比如图14所示。

图14 功率突变时，2种DC/DC电流前馈控制方法的输入电流侧二次谐波含量的对比Fig. 14 Comparison of second harmonic content at input current side of two kinds of DC/DC current feedforward control methods in case of abrupt power change

从图14的对比可以看出，传统DC/DC电流前馈控制方法下输入电流侧的二次谐波含量为5%，新型DC/DC电流前馈控制方法下输入电流侧的二次谐波含量为1.8%。

4 结论

针对前级高频DC/DC变换电路高开关频率、高损耗的问题，本文提出了一种不固定直流母线电压分段控制策略，通过减少同一时间内高频状态下功率控制开关的数量，提高了光伏发电系统的工作效率；然后在不固定直流母线电压分段控制策略的基础上，还提出了在直流母线电容支路并联虚拟电阻、升压电感支路串联虚拟电阻的新型DC/DC电流前馈控制方法。该方法可使前级高频DC/DC变换器输出阻抗在2f0处呈高阻状态，同时在非2f0处呈低阻状态，能很好地抑制电流的谐波含量，并改善非隔离电路系统的动态性能。