一种具有大降压比的新型DC-DC 变换器*

2021-11-19万文轩

电气工程学报 2021年3期

万文轩刘纲尹力傅萌

(1. 国网湖北省电力有限公司武汉供电公司武汉 430000；2. 东南大学电气工程学院南京 210096)

1 引言

随着电子电气技术的飞速发展以及可再生能源的广泛应用，高压母线与低压负载之间的压差愈发加大。例如数据中心电源架构中母线电压逐渐向400 V 发展，而目前主流的先进芯片组供电电压则低于1 V，降压比达1∶400[1]。在户用光伏储能应用中，面板阵列输出电压与电池组电压之间的降压比通常也低于1∶10[2]。为了适配母线与负载之间的大压差，通常需要使用高性能、大降压比的降压转换器。

一种方案是使用经典的Buck 变换器直接降压，但此时通常工作在极小占空比，导致变换效率、器件应力、电磁干扰都非常恶劣[3-4]。其次，可以考虑加入高频变压器进行降压，但同时也增加了体积和控制复杂度，且变压器漏感会导致额外的损耗和器件应力[5-7]。另一种方法是将多级Buck 电路级联，尽管开关器件的应力有所改善，但是整体电路的效率较低，且电路元件众多，控制复杂[8-10]。此外，所谓的二次Buck 变换器是在传统Buck 电路的输入侧加入一级低侧开关型降压单元，从而实现较大的降压比，但是主控开关的电压应力高[11-13]。文献[14-15]研究了基于耦合电感的Buck 变换器，通过引入匝比这个变量来改变电压增益以实现较大的降压比，然而主控开关的电压应力为输入电压与部分线圈感应电压之和，加上漏感所致尖峰电压的存在，应力依旧较高。为了吸收漏感导致的尖峰电压，文献[16]研究了基于耦合电感的二次Buck变换器，其中的低侧开关型降压单元同时起到无损钳位的作用，但是主控开关电压应力大的问题依然存在。文献[17-18]探讨了基于开关电感网络的Buck变换器，这种变换器同样具有较大的降压比，但主控开关的电压应力也较高。基于开关电容单元的DC-DC 变换器具有较大的降压比，但是随着单元数目的增加，器件数量和电路复杂度都随之增加，且该变换器通常应用于小功率或微功率场合[19-20]。

额定耐压越高的功率开关器件通常具有更大的通态电阻或通态压降、更严重的反向恢复。本文研究一种具有大降压比、低开关电压应力的DC-DC变换器，将低侧开关型Buck 电路与开关电感型Buck 电路的特性相结合，从而获得极大的降压比。同时，对二者结合后的电路做相应改进，添加一套低侧开关型Buck 电路和一个主控开关，以降低开关器件的电压应力。另外，输入侧电感的存在使得输入电流得以连续，降低了对输入滤波电容值的要求。

2 电路结构与工作模态

基于低侧开关型降压单元和开关电感型降压单元的新型大降压比DC-DC 变换器电路结构如图1所示，同时分别给出了拓扑意义下两者的结构，以便理解本文所探讨的DC-DC 变换器的拓扑演变过程。D1、D2、L1、C1组成一组低侧开关降压单元；D3、D4、L2、C2组成另一组低侧开关降压单元。S1、S2为两个主控开关，D5、D6为寄生体二极管。开关电感型降压单元则由D7、D8、L3、L4组成，其中两个二极管在空间交叉，并无电气连接。在电感电流连续状态下，开关器件组S1、S2、D2、D3以一定的频率和占空比进行工作；开关器件组D1、D4、7D、8D则以互补的形式进行工作，完成一个开关周期的功率变换。两个低侧开关型降压单元先将输入电压VIN降压成电容电压VC1、VC2，两个电容串联后作为后级的输入电压源，接着由开关电感型降压单元进一步降压。

图1 新型DC-DC 变换器的拓扑

在电感电流连续状态下，该新型DC-DC 变换器的两种工作模态如图2 所示。当1S、S2导通时，2D、3D也导通，1D、4D、7D、8D由于承受反向电压均关断。1L、2L、3L、4L两端承受正向电压，因此它们的电流均线性上升，此时变化器状态如图2a 所示。占空比阶段结束后，1S、S2、2D、3D均关断，由于电感续流的本质需求，1D、4D、7D、8D开始导通。1L、2L、3L、4L由于承受反向电压，它们的电流均开始线性下降。1L、2L中储存的能量分别转移到1C、C2。3L、4L也由之前的串联变为并联，同时将储存的能量提供给负载。

图2 新型DC-DC 变换器的工作模态

3 稳态分析

对变换器的稳态工作情况进行分析有助于了解其本质和外特性，对后续的实际电路设计具有十分重要的指导意义。同样假设电感电流处于连续状态，基于转换器工作在电感电流连续模式的假设，该新型DC-DC 变换器的主要电量波形如图3 所示。vGS1、iS1分别为S1、S2的门极驱动脉冲和电流波形；vL1、iL1分别为L1、L2的电压、电流波形；vL3、iL3分别为L3、L4的电压、电流波形。由于稳态时C1、C2电压相同，因此都用VC表示。另外，D为稳态时的占空比，T为开关周期。考虑到L1、L2的工况一致，L3、L4的工况一致，因此只需要根据L1、L3的伏秒平衡关系来推导变换器的相关特性。L1、L3的伏秒平衡方程分别如式(1)、(2)所示，其中VIN、VOUT分别为输入电压和输出电压。以CV作为中间变量对式(1)、(2)进行整理可得变换器的增益M如式(3)所示

图3 主要电量的稳态波形

针对一定的负载电流IOUT，当电感L3、L4处于临界导通状态时，记此时电感L3、L4的电流为IOC。存在ΔiL3的一半与临界电流IOC相等，根据式(5)可以推导出保持电感L3电流不断续的感量如式(6)所示。假设变换效率为100%，根据功率守恒，推导出电感L1、L2的电流平均值与电感L3、L4电流平均值的关系如式(7)所示。最后，将式(7)代入式(6)得到电感L1电流保持不断续的条件如式(8)所示。

为直观比较该新型DC-DC 变换器的电压增益与其他三种Buck 变换器的电压增益，绘制了如图4所示的增益曲线对比。对于耦合电感二次Buck 变换器和开关电容变换器而言，其电压增益和开关应力受到诸如匝比、电容单元数量等实际设计参数影响，不便于直接进行比较。图4 中的增益曲线从上至下依次属于经典Buck 变换器、开关电感Buck 变换器、二次Buck 变换器和新型大降压比DC-DC 变换器，前三种Buck 变换器的电压增益M1、M2、M3分别如式(9)、(10)、(11)所示。在这四种Buck 变换器中，在相同占空比情况下，新型DC-DC 变换器具有最强的降压能力。当占空比同为0.5～0.8 时，新型DC-DC 变换器的降压比优势较为明显，而当占空比接近0 或者1 时，优势逐渐减小。

图4 新型DC-DC 变换器与其他Buck 型转换器的电压增益对比

由于采用了两套低侧开关型降压单元和两个主控开关，因此本文探讨的新型DC-DC 变换器具有较低的开关器件电压应力。表1 给出了变换器电路中主要器件的电压应力情况，并以输入电压为基底进行归一化处理。

表1 主要器件的电压应力

以主控开关为例，表2 对比了相同工况下，前文提到的四种Buck 变换器中主控开关的电压应力情况。假定工况如下：输入电压VIN为450 V，占空比D为0.5。从对比结果可以得出结论，新型DC-DC变换器在降压能力和主控开关电压应力方面具有明显优势。

表2 主控开关电压应力比较

表3 给出了四种Buck 变换器功率元件数量的对比结果。尽管新型DC-DC 变换器具有最多的元件数量，但是多数元件的额定耐压都大幅降低，从而具有更好的电气特性和更低的成本。另外，随着半导体技术和小型化器件的不断发展，更高功率密度的开关器件和更小尺寸的无源器件得到越来越多的应用。因此，较多的元件数量并不会对新型DC-DC 变换器的功率密度和成本带来显著的影响。

表3 四种Buck 变换器功率元件数量对比

4 试验验证

为了验证理论分析的正确性，首先在软件工具SIMPLIS 中建立新型DC-DC 变换器的电路模型，对24 V 额定电压，容量为30 A·h 的电池组进行充电，主要参数如表4 所示。电感3L、4L的电流纹波系数取值25%。电容1C和C3的最小值分别如式(12)和式(13)所示[21-22]。ΔVC1和ΔVC3分别为电容电压纹波峰峰值，取各自稳态值的2%。转换器的占空比为0.4。

表4 主要仿真参数

图5 给出了新型DC-DC 变换器仿真试验中的主要波形，从上至下依次为电感3L的电流波形、电感1L的电流波形、输出充电电流波形、主控开关1S电流波形和电容1C电压波形。将各个波形的稳态值与表3 的相关参数代入前文的计算公式进行验证，结果完全吻合。仿真试验的结果验证了理论分析的正确性和有效性。

基于一台功率为500 W 的电池充电器样机，对新型DC-DC 变换器进行了硬件试验和相关测试。开关频率为50 kHz，输入电压为450 V，输出电压为 24 V。主控开关S1、S2采用 ST 公司的STB50N65DM6，该器件基于快恢复体二极管工艺，能够有效减少反向恢复时间和损耗。二极管D1、D2、D3、D4选择ST 公司的STPSC4H065 碳化硅二极管。二极管D7、D8选取ST 公司的STPS40M120C 肖特基二极管。图6 给出了变换器软起动的过程，数字控制芯片检测到输入电压存在一段时间后开始执行软启动程序。图7 给出了部分试验波形，从上到下依次为交流耦合下的输出电压纹波，主控开关1S的门极驱动以及电感3L的电流。硬件样机的持续稳定工作进一步验证了前文理论分析与仿真试验的正确性。