耦合电感式开关准Z源双向直流变换器

张 云 ，高胜寒

（1.天津大学电气自动化与信息工程学院，天津 300072；2.天津大学滨海工业研究院有限公司，天津 300450）

电动汽车的动力系统是决定汽车性能的关键因素，根据是由动力电池单独供能还是结合超级电容共同驱动电机，可被分类为单源系统和多源系统。在多源系统中，由具有高能量密度的动力电池和具有高功率密度的超级电容组共同为电动汽车的动力系统供能[1-2]。其中，动力电池负责提供负载侧所需的低频能量，而超级电容通过频繁地充放电，吸收或释放汽车在制动或加速等工况下所对应的高频能量。超级电容的最大放电深度与可达到的最低放电电压直接相关，因此作为超级电容与直流母线间功率接口的直流变换器不仅需要能够双向传递能量，还要具有较宽的电压增益。此外，更高的功率密度也对提高多源系统的整体运行性能具有重要意义[3-4]。

直流变换器根据内部有、无变压器进行电气隔离可分为隔离型与非隔离型。隔离型直流变换器具有更高的安全性，适用于大功率场合，但通常体积较大且成本较高[5]；非隔离型直流变换器因其结构简单且效率较高而得到普遍应用。传统的BUCK/BOOST拓扑具有元器件数量少、输入与输出间共地等优点，但变换器增益范围有限。开关电感型直流变换器能够有效提高变换器的升压增益，但增加的功率元器件与电感限制了系统功率密度与运行效率[5-7]。开关电容型直流变换器通过开关电容间的充放电实现倍压[8]，但此类拓扑中电容并联时电压差产生的脉冲电流不仅造成额外的开关损耗，还可能损坏电路中的元器件，影响系统的稳定运行。在此基础上，将开关电容与耦合电感相结合的直流变换器避免了电流冲击问题，并且能够实现高升压比[9]。一些变换器中，通过耦合电感还可以实现抑制电流纹波与减小系统体积的效果[10-12]。Z源直流变换器能够实现较宽的电压增益范围，但输入与输出端不共地的结构会带来电磁干扰问题[13]。准Z源型直流变换器输入输出共地，但高压侧功率开关的电压应力较高[14-16]。改进后的开关准Z源双向直流变换器中元器件的电压应力较低，且能够实现较宽的电压增益，因此适用于电动汽车多源系统中连接超级电容的功率接口[3]。但该变换器中含有两个电感磁芯，并且为保证额定功率下增益变化时电感电流连续，所需的总电感量较大，因此限制了变换器的功率密度。

本文在开关准Z源双向直流变换器的基础上，提出一种电感耦合方案。通过磁集成技术，将开关准Z源网络中的电感进行耦合，减小所需总电感量及磁芯体积，从而进一步提高系统的功率密度。本文内容安排如下：第1节介绍了耦合电感的等效模型并对变换器进行运行原理与稳态分析；第2节对所提耦合电感方案进行了理论分析与参数设计；第3节通过样机平台的实验结果，验证了所提方案的可行性与理论分析的正确性。

1 耦合电感变换器工作原理分析

1.1 电路拓扑

图1（a）为开关准Z源双向直流变换器拓扑，电感L1与L2耦合后的等效电路如图1（b）所示，其中Lm、Lk分别为励磁电感与漏感，n1、n2分别为理想变压器原、副边的线圈数。图中Ulow、Uhigh分别为低压侧和高压侧电压，Clow、Chigh分别为低压侧和高压侧的滤波电容，C1、C2为中间储能电容，Q1、Q2、Q3为功率开关管，S1、S2、S3分别为Q1、Q2、Q3的门极信号，其中S2、S3同步，与S1互补。为简化分析，假设：

图1 耦合电感式开关准Z源双向直流变换器等效电路Fig.1 Equivalent circuits of switched-quasi-Z-source bidirectional DC-DC converter with coupled inductor

（1）所有元器件均为理想器件，即忽略开关元器件的通态电阻以及电容和电感的等效串联电阻；

（2）流经电感的电流为线性变化；

（3）电容两端的电压保持恒定。

1.2 工作模态分析

变换器工作在升压模式时，能量由低压侧流向高压侧，此时Q1作为主功率管，Q2、Q3作为同步整流管工作。在一个开关周期内存在两种工作模态如图2所示。图3为变换器在CCM模式下的关键工作波形。图中Dboost为升压模式下的占空比，Ts为开关周期，分别为等效电路中励磁电感Lm的电流与电压，分别为实际电感L1、L2中的瞬时电流，分别为对应的平均电感电流。

图2 耦合电感式开关准Z源双向直流变换器升压模式工作模态Fig.2 Operation states of switched-quasi-Z-source bidirectional DC-DC converter with coupledinductor in step-up mode

图3 升压CCM模式下耦合电感式开关准Z源双向直流变换器的关键工作波形Fig.3 Key operating waveforms of switched-quasi-Z-source bi-directional DC-DC converter with coupled-inductor in boost CCM mode

（1）模态1[t0-t1]：t0时刻，功率开关Q1开通，Q2、Q3关断，高压侧负载由电容Chigh供电。变压器原边与低压侧直流源并联，励磁电感Lm充电，电容C1与变压器副边串联，并为漏感Lk与电容C2充电，该工作模态下电感电流均线性上升，各电流关系式如下：

变换器工作在降压模式时，能量由高压侧流向低压侧，此时Q2、Q3作为主功率管，Q1作为同步整流管工作。由于双向直流变换器在升/降压运行模式下具有对称性，此处略去对降压模式工作模态的具体分析。

1.3 稳态分析

根据上文的工作模态分析，变换器运行在升压模式下时，电压、电流平衡方程为

2 耦合电感参数设计与分析

当变换器运行在如表1所示的工况范围内，根据绘制出满足额定功率下最小升压增益时电感电流连续的临界电感量与耦合系数的关系曲线如图4、图5所示，从图中可以看出，随着耦合系数的增大，互感M增大，临界L1、L2电感量均减小，则选择较高的耦合系数进行耦合电感的设计，所需的总电感量较小。保留一定裕量，设计一组耦合电感参数L1=74 μH，L2=75.3 μH，耦合系数为0.96.

图4 不同耦合系数时的临界电感量Fig.4 Critical inductance under different coupling coefficients

图5 不同耦合系数时的临界总电感量LFig.5 Critical total inductance L under different coupling coefficients

当耦合系数k=0时，L1、L2无耦合关系。从图4、图5中可以看出，采取分离式电感时，令额定功率下最小升压增益时电感电流连续的临界电感量L1=100 μH，L2=160 μH，总电感量约为采用耦合电感（L1=74 μH ，L2=75.3 μH）时的1.7倍。因此，通过耦合开关准Z源双向直流变换器中的电感L1、L2，可以有效减小所需的电感量与磁芯体积。

3 实验

3.1 实验参数

为了验证所提方案的有效性，采用铁粉芯磁环以双线并绕的方式制作了耦合电感，搭建了一台耦合电感式开关准Z源双向直流变换器样机如图6所示。样机参数及运行工况如表1所示。

图6 耦合电感式开关准Z源双向直流变换器样机Fig.6 Prototype of switched-quasi-Z-source bi-directional DC-DC converter with coupled-inductor

表1 耦合电感式开关准Z源双向直流变换器参数与运行工况Tab.1 Parameters of switched-quasi-Z-source bidirectional DC-DC converter with coupledinductor and its operating conditions

3.2 实验结果与分析

升压模式下，变换器分别运行在最大与最小电压增益时的电感电流以及输入、输出电压波形如图7所示。从图7（a）中可以看出，当输入电压Ulow=40 V，变换器运行占空比Dboost约为0.72时，输出电压Uhigh约为240 V，可得出电感电流的纹波分别为40%和200%；图7（b）中可以看出当输入电压Ulow=120 V时，变换器运行占空比Dboost约为0.35，此时电感电流的纹波最大均临界连续。

图7 升压模式下P=300 W时电感电流与输入、输出电压波形Fig.7 Waveforms of inductor current and input/output voltage atP=300 WW in step-up mode

降压模式下，变换器分别运行在最大与最小电压增益时的电感电流以及输入、输出电压波形如图8所示。与升压模式相对称，输入电压Uhigh为240 V，当输出电压Ulow=40 V，变换器运行占空比Dbuck约为0.72时，从图8（a）中观测得出电感电流的纹波分别为50%和200%；图8（b）中当输出电压Ulow=120 V时，变换器运行占空比Dbuck约为0.36，此时电感电流的纹波最大均临界连续。

图8 降压模式下P=300 W时电感电流与输入、输出电压波形Fig.8 Waveforms of inductor current and input/output voltage atP=300 Win step-down mode

根据对电流纹波的计算分析，采取分离式电感时，L1=100 μH，L2=160 μH为令额定功率下最小升压增益时电感电流连续的临界电感量。根据该临界电感量采用相同型号的磁芯制作了2个分离的电感，变换器在相同运行工况下其电感电流纹波与电感耦合时相一致。两种电感方案下测得变换器运行效率如图9所示。从图中可以看出，额定工况范围内，变换器的运行效率在低压侧电压为120 V时达到最大值，约为95%。升压增益越大，变换器的运行效率越低，低压侧电压为40 V时，升压模式与降压模式的最低运行效率分别约为91%与90%。由于采用耦合方案降低了电感损耗，相比于分离式电感，变换器的运行效率有所提升。

图9 变换器运行效率曲线Fig.9 Efficiency curves of converter under operation

耦合电感式开关准Z源变换器与近年相关文章中变换器的对比如表2所示。文献[3]中的开关准Z源双向直流变换器具有宽电压增益与低电压应力的特性，但所需磁元件体积较大。本文在文献[3]的基础上，通过对开关准Z源双向直流变换器中的电感进行耦合，不改变原拓扑的稳态特性，同时减少了所需磁元件数与体积，进一步提升了变换器的功率密度。

表2 与相关变换器的对比Tab.2 Comparison between the proposed converter and related converters

4 结语

针对应用于电动汽车多源系统的开关准Z源双向直流变换器，本文提出一种电感耦合设计方案。通过对开关准Z源网络中的2个电感进行耦合设计，利用耦合电感间的电流纹波抑制特性，降低变换器所需的电感量。相比于采用分离式电感的传统开关准Z源双向直流变换器，所提电感耦合方案不改变原拓扑的稳态特性，而实现相同的电流纹波所需的电感量与磁芯体积更小。因此，基于开关准Z源双向直流变换器的所提电感耦合方案可以有效地提高变换器的功率密度与效率性能。