三相直流/交流变换器中放电阻止型缓冲电路的研究

凌昊明，崔国庆

(江苏大学 电气信息工程学院，江苏 镇江 212013)

0 前 言

绝缘栅双极晶体管(insulated-gate bipolar transistor,IGBT)结合了电力晶体管(giant transistor, GTR)和电力场效应晶体管的优点，具有通流能力强，开关速度快的良好特性，被广泛应用于变频器和开关电源等工作频率较高的场合中[1]。在IGBT的开通和关断过程中，由于电压电流的快速变化，过大的di/dt和du/dt会使IGBT承受过压、过流，导致其发热严重，为了保证IGBT稳定可靠的工作，需要增加缓冲电路。

关断缓冲电路能够在开关管关断时吸收其两端的关断过电压，防止开关器件因过压而损坏。目前对缓冲电路的分析大多都是基于单相直流/交流(DC/AC)变换器，而忽略了三相DC/AC变换器中当一相开关器件由导通变为关断时，另外两相电路所处工作状态的变化。文献[2]探讨了H桥RCD缓冲电路与最小应力缓冲电路之间的不同，对其进行了仿真研究。文献[3]比较了缓冲电路对IGBT关断过电压的吸收效果，针对单相DC/AC变换器从能量守恒的角度提供了一种缓冲电路参数的计算方法。文献[4]基于IGBT的动态模型，分析了缓冲电容对IGBT关断过程的影响。文献[5]针对有源电力滤波器主电路中IGBT的尖峰电压问题，探讨了缓冲电路的参数选取。文献[6]分析了开关侧和母线侧的RCD缓冲电路，对其进行了比较研究。文献[7]基于RCD缓冲电路的工作过程，分析了电路间的能量转换及其损耗。

本文结合三相电压型直流/交流变换器中IGBT的关断过程，对RCD放电阻止型关断缓冲电路工作模态进行了分析，从理论上对缓冲电容的最大过冲电压进行了推导，通过仿真进一步验证了理论分析的正确性。

1 IGBT缓冲电路拓扑结构及作用机理

缓冲电路又称为吸收电路，其作用是抑制电力电子器件关断时在器件上产生的过电压。常见的IGBT缓冲电路拓扑结构如图1所示，图1(a)为RC型缓冲电路，电路结构简单，成本低，抑制效果显著，但关断损耗较大。图1(b)为充放电型RCD缓冲电路，在RC型缓冲电路的缓冲电阻上并联一个二极管，增大缓冲电阻，能有效地抑制过电压，但工作时的损耗大，适用于开关频率低的场合。图1(c)为放电阻止型RCD缓冲电路，电路结构简单，能够有效地抑制关断浪涌电压以及回路的振荡，同时将电容吸收的能量回馈给直流侧，降低了电路的损耗，提高了效率，因而被广泛应用于开关频率较高的场合中。

上述缓冲电路都是基于电容元件两端电压无法突变这一特性，在开关器件的两端并联上一条容性支路，在器件关断期间，为其电流提供分流路径，实现对开关器件的保护。

2 IGBT关断过电压产生机理

IGBT在关断瞬间，集电极电流iC迅速减小，由于主电路中母线寄生电感的存在，较大的di/dt在寄生电感上产生感应电压，与直流母线电压一起叠加在IGBT的发射极与集电极之间，使其在关断的过程中承受极高的电压。此外，在与IGBT反并联的续流二极管反向恢复的过程中，反向恢复电流同样会在寄生电感上形成感应电压，影响IGBT的正常工作。

图1 IGBT缓冲电路拓扑结构

图2 IGBT关断下的负载曲线

IGBT关断时的负载曲线如图2所示。在A点器件开始关断，没有缓冲电路时，IGBT端电压uCE快速上升，感性负载下续流二极管导通，负载线从A点过渡到B点。此后，iC开始下降，直到等于漏电流的大小，即从B点移动到C点。有缓冲电路时，由于缓冲电容C的分流，iC在uCE上升的同时就开始下降，即负载线从A经过D最终到达C，可以看出，在有缓冲电路的情况下，器件能够工作在安全区，提高了IGBT工作的可靠性。

3 RCD放电阻止型缓冲电路分析

3.1 三相DC/AC变换器下的缓冲电路

带有RCD放电阻止型关断缓冲电路的三相DC/AC变换器主电路如图3所示:Ud为直流母线电压;LP为母线寄生电感；负载为三相感性星形对称负载；T1、T4为U相的两个IGBT管;D1、D4为T1、T4的反并联续流二极管;缓冲电容Cs1、缓冲二极管Ds1，电阻R1组成了T1的关断缓冲电路;缓冲电容Cs4、缓冲二极管Ds4、电阻R4组成了T4的关断缓冲电路;V相、W相的器件组成情况类似。为便于分析，下述讨论中，缓冲二极管均视为理想二极管，三相负载不再画出。

图3 带有RCD缓冲电路的三相DC/AC变换器主电路图

当三相DC/AC变换器使用正弦脉冲宽度调制(SPWM)双极性调制方式时，在任何时刻一相桥臂只有一个开关器件处于导通的状态，同一桥臂上下开关器件的驱动信号互补。因此，三相DC/AC变换器在任何时刻都有三个开关器件处于同时导通的状态。为便于分析，假定当前工作状态为T1、T2、T3处于导通状态，则UCE1=UCE2=UCE3=0;T4、T5、T6处于关断状态，则UCE4=UCE5=UCE6=Ud。当前状态下的等效电路如图4中的实线所示，此时，U相缓冲电容的电压UCs1=UCs4=Ud，Ds1被钳位于-Ud而截止，Ds4电压为0，D1、D4均截止。V相、W相的器件的状态类似，寄生电感LP中的电流为：

iLP=iT1+iT2

(1)

式中:iT1和iT2分别为T1管和T2管的电流。

T1、T2、T3管的电流为

(2)

式中:iU为U相电流；iV为V相电流；iW为W相电流。

图4 当前状态下的等效电路图

3.2 IGBT换流过程

现以U相桥臂T1管的关断来分析在此期间三相电路及缓冲电路的工作机制。当开关管T1的驱动信号撤除后，关断过程开始，T1的等效电阻RD从零开始增大，此时，U相电流iU在母线寄生电感和感性负载的作用下将保持不变。下述分析中，V相、W相的负载电流在此期间亦保持为恒值。T1管电压uCE1从零开始增大，Ds1两端电压从钳位电压-Ud开始增大，Ds4的电压从零开始降低。当uCE1

图5可进一步简化为图6。如图6所示，从T1接收关断信号开始到T1完全截止的这段时间内，T2、T3和D4始终处于稳定的导通状态，若将导通的T2、T3以及D4视为理想的导线，则U、V、W三相桥臂存在相同的电路结构，构成了并联的电路连接形式，即每相桥臂均存在由一个缓冲电容和一个缓冲二极管组成的串联电路，流过T1管的电流将经过这三条支路分流。因此当T1管的电流开始降低时，减少的电流将被均分为三等份作为缓冲电容Cs1、Cs5、Cs6电流增加的量。电流在此过程中满足iCs1=iCs5=iCs6，即T1关断前的电流将通过三条缓冲支路实现分流。此过程中，三相电流IU、IV、IW保持恒值不变，因此，流过T2、T3的电流将在原有电流的基础上增加分流过来的电流。由图6可得寄生电感中的电流为

iLP=iT1+iT3+iCs1+iCs5

(3)

式中:iCs1和iCs5分别为缓冲电容Cs1、Cs5的电流；iT3为T3管的电流。

U相电流满足

IU=iT1+iCs1+iD4

(4)

式中:iD4为续流二极管D4的电流。

图5 换流状态下的等效电路

图6 换流状态下简化后的等效电路

3.3 缓冲电容充电过程

当T1的电流降至零时，换流过程结束，T1管截止，以T1管截止的时刻作为缓冲电容充电的时间零点，则缓冲电容Cs1、Cs5、Cs6的初始电流由此确定，此时的等效电路如图7中的实线所示。此后，流过母线寄生电感的电流开始降低，缓冲电容中的电流由初始值开始降低，电压由母线电压开始升高，当缓冲电容中的电流降至零时，Ds1、Ds5、Ds6截止，此时电压达到最大值，即此时电容上的电压为最大过冲电压，决定了实际电容器件两端承受的最高工作允许电压，此时，D4的电流上升至IU，进入完全续流状态。

图7 充电状态下的等效电路

此过程中，电感LP的电流为：

iLP=iCs1+iT3+iCs5

(5)

由3.2小节可知缓冲电容Cs1、Cs5、Cs6的电流满足

iCs1=iCs5+iCs6

(6)

V相电流为:

IV=iT3-iCs6

(7)

将式(6)、式(7)代入式(5)可得：

iLP=iCs1+iCs5+iCs6+IV=3iCs1+IV

(8)

在直流电压Ud、母线电感LP、缓冲电容Cs1、缓冲二极管Ds1和续流二极管D4组成的闭合回路中，由基尔霍夫电压定律可得

uLP+uCs1-Ud=0

(9)

式中:uLP为母线电感LP的电压；uCs1为缓冲电容Cs1的电压；Ud为直流母线电压。

式(9)中，令uCs1-Ud=uC，式(9)可写为:

uLP+uC=0

(10)

式中:uC为缓冲电容Cs1超出母线电压的过冲电压。

式(10)的初始条件为:

(11)

式中:uC(0)为缓冲电容Cs1超出母线电压的初始值；uCs1(0)为缓冲电容Cs1的电压初始值；iCs1(0)为缓冲电容Cs1的初始充电电流值。

由式(8)可得:

(12)

缓冲电容Cs1的电流为:

(13)

将式(13)代入式(12)中，可得:

(14)

将式(14)代入式(10)中，得到以uC为变量的回路电压方程

(15)

式(15)的通解为:

(16)

将式(11)中的初始条件代入式(16)，可得:

(17)

即式(17)为缓冲电容Cs1超出母线电压的过冲电压解析式，当缓冲电容电流由初始值降至零时，充电结束，电容两端的过冲电压达到最大值，可求得:

(18)

式中:uCmax为缓冲电容Cs1超出母线电压的最大过冲电压。

4 仿真验证

为了验证上述对缓冲电容最大过冲电压理论分析的正确性，搭建了带有RCD放电阻止型关断缓冲电路的三相DC/AC变换器的仿真模型，仿真参数如下：母线电压Ud=300 V，寄生电感Lp=400 nH，三角载波频率为1 000 Hz，调制正弦波频率为50 Hz，缓冲电阻均取120 Ω，缓冲电容均取0.22 μF，负载电感LL=3 mH，负载电阻RL=4 Ω，采样时间2×10-8s。

T1管由导通变为关断时，其端电压如图8所示。未加缓冲电路时，T1管端产生了极高的关断过电压，达到了近1 700 V，而在有缓冲电路的情况下，T1管的关断过电压得到了明显抑制。流过T1、T2、T3的电流如图9所示，对图9虚线中的波形放大,如图10所示。可以看出，T1管关断前的电流约为28 A，此时T2管的电流约为38 A，T3管的电流约为9 A，T1管截止后，T3管的电流上升至18 A，T2管的电流升至47 A，即T2管、T3管电流增加的量各为9 A。

图8 开关管T1电压

T3管、缓冲电容Cs6的电流如图11所示。由上述分析可知，缓冲电路工作期间，V相电流保持不变，因此，图12中T3管电流变化的量即为缓冲电容Cs6电流变化的量。

图9 开关管T1、T2、T3电流

图10 开关管T1、T2、T3电流

图11 开关管T3、缓冲电容Cs6电流

图12 缓冲电容Cs1电压和电流

缓冲电容Cs1的充电电流及充电电压如图12所示，T1管截止时，对应的缓冲电容的初始电流约为9.43A，与上述T2管T3管电流增加的量相同，符合前文分析中的3倍关系，充电过程结束后，缓冲电容上最大电压约为322V，即超出母线电压22V，缓冲电容的电流由初始值降低至零时的时间约为Δt=8×10-7s，将其连同初始电流代入式(17)中，可求得超出母线电压的最大过冲电压为22V，与图中的波形数据相吻合，验证了关于缓冲电容上最大过冲电压推导的正确性。

5 结束语

本文对现代DC/AC变换器缓冲电容在IGBT关断下的最大瞬时电压问题进行了分析，结合三相电压型DC/AC变换器中开关器件的切换过程，分析了三相电路在此期间工作状态的变化。通过对RCD放电阻止型关断缓冲电路工作模态的分析，探讨了缓冲电容上的瞬时过冲电压与母线寄生电感、缓冲电容之间的关系，给出了最大过冲电压的数学表达式。通过仿真验证了理论分析的正确性，为缓冲电路中器件的参数选择提供了参考依据。