跳频OFDM系统的跟踪干扰抑制算法及其仿真分析

徐子龙 张欣 肖文奎 朱庆

（中国电子科技集团公司第七研究所 广东省广州市 510310）

1 背景

OFDM（Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用）技术抗多径衰落能力强，频谱效率高，是众多商用宽带通信系统（如Wi-Fi，4G/5G，WiMax，DVB-T等）实现宽带无线传输的技术基础[1]，但在干扰环境下的性能会明显下降[2]。跳频技术抗干扰能力强，是战术通信中对抗干扰的主要手段。将这两种技术相结合的跳频OFDM系统被认为是实现宽带无线军事通信的有效传输方式，越来越被重视[3][4][5][6][7][8]。

跳频OFDM系统虽能高效地应对阻塞类干扰，但对于跟踪干扰却难以实现高效躲避。实际上跟踪干扰是伴随跳频系统而生的一种常见的恶意干扰形式，其产生机理为：干扰机通过截获的发射机信号，获取突发跳的频点，然后在相应的频点发送干扰信号，由于存在处理和传播时延，接收机收到的突发跳尾部被恶意干扰。接收机因无法获得无干扰的突发跳导致通信性能急剧下降甚至中断。理论上，提高跳频速率可以降低突发跳尾部被干扰的比例[9]，但增加跳频速率意味着跳周期变小，导频和换频保护等开销占比上升，这与跳频OFDM系统提升频谱效率的初衷相悖。因此，研究跳频OFDM系统的跟踪干扰抑制问题具有现实意义。

文献[6]通过切换到快跳模式来应对跟踪干扰，灵活性不够，适应性不强。文献[10]采用多路并行跳频系统来对抗各类干扰（包括跟踪干扰），性能极佳，但同时存在两套或多套跳频系统，复杂度太高了。文献[11][12]采用自适应天线抑制跟踪干扰，将零波瓣对准干扰信号方向，降低了进入接收机的干扰信号能量，改善了系统性能，然而实时的天线校准和跟踪不易实现。文献[13]利用低密度循环冗余校验码的内在错误检测能力来抵抗跟踪干扰，结果显示系统性能严重依赖于跟踪干扰强度，因而只适用于干扰强度较小的情形。文献[14]采用跳频+MFSK体制，干扰置零导致MFSK信号之间的正交性被破坏，引起系统性能下降。文献[15][16]侦测并消除跟踪干扰，改善了系统性能，当干扰强度与信号相当时，跟踪干扰不易消除。

本文提出不依赖于干扰强度、性能稳定可靠且易于工程实现的跟踪干扰抑制算法。第2节建立系统模型，包括跳频OFDM系统传输方案和跟踪干扰模型；第3节详细阐述干扰置零和增量冗余技术抑制跟踪干扰的原理；第4节给出所提算法的抗跟踪干扰性能仿真和分析；第5节对本文进行总结。

2 系统模型

2.1 传输方案

本文跳频OFDM系统物理层传输方案，借鉴跳频通信系统和LTE（Long Term Evolution, LTE长期演进）系统搭建而成，如图1所示，上分支为发端处理流程，下分支为收端处理流程。CRC（Cyclic Redundancy Check，循环冗余校验）、信道编码、速率匹配、扰码、星座映射、资源映射、IFFT（Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立叶逆变换）和信道模型，参考LTE（Long Term Evolution，LTE长期演进）相关技术规范[17][18][19]实现，文献[20]提供了这些模块及其逆操作（CRC校验、信道解码、逆速率匹配、解扰、软解调、快速傅立叶变换和频域均衡）的仿真建模方法。图1中虚框部分模块（发端跳频处理、收端跳频处理、时频同步和干扰检测）超出本文范围，不展开讨论。干扰置零和速率匹配是抑制跟踪干扰两个核心模块，将在第3 节详细阐述。

2.2 干扰模型

跟踪干扰的特点在于被干扰的信号总是出现在突发跳尾部，如图2(a)所示，突发跳被划分为两个区：有干扰区和无干扰区。有干扰区持续时间为vTb，无干扰区持续时间为(1-v)Tb，其中Tb为突发跳周期。ν为有效跟踪干扰的驻留时间与跳周期之比，它取决于“发射机-->接收机”路径与“发射机-->干扰机-->接收机”路径之差，以及干扰机干扰决策处理时间影响[9]。

下文将一个突发跳宏观上划分为三个区域：保护区、控制区和数据区如图2(b)所示，其中保护区对应换频开销，控制区承载信令信息，数据区主要承载数据信息。数据区内的Nsymb个OFDM符号和Nsc个子载波，构成Nsc×Nsymb的数据区资源网格，每个“小格子”代表一个子载波，承载一个数据符号（星座点）或导频符号。

在跟踪干扰场景下，若跟踪干扰范围不超过数据区大小，如图2(c)所示，数据区资源网格可进一步细分为无干扰区和有干扰区。位于无干扰区的OFDM符号的子载波免受干扰影响，而位于有干扰区内OFDM符号的子载波则可能受干扰影响。

图1：跳频OFDM系统物理层传输方案

表1：参数配置

3 算法原理

以下结合图1所示传输方案和图2所示干扰模型，阐述干扰置零和增量冗余技术思想及其抑制跟踪干扰的原理。

3.1 干扰置零

为了便于理解，举一个具体例子来详细地说明干扰置零算法抑制跟踪干扰的原理。本例的相关参数配置汇总于表1。图3(a)为相应的资源网格，图中OFDM符号个数为8（其中2个位于干扰区），子载波个数为10，总共10×8=80个星座点，其中8个用于承载导频信息（记为r0,…,r7），72个用于承载数据信息（记为d0,…,d71）。

数据符号序列d0,…,d71根据图1所示信号处理流程产生。具体地，长度为40的发送码块，添加24比特CRC校验后，送入码率为1/3的Turbo编码器，得到长度为（40+24）×3+12=204的编码比特序列（其中12表示Turbo编码器的尾比特个数），经速率匹配模块内部交织和打孔后，输出比特长度记为E的比特序列。E的取值由传输数据的星座点个数和星座映射方式决定，具体到本例，图3(a)中有72个星座点用于承载数据信息，且每个星座点携带2比特（QPSK星座映射），因此E=72×2=144。速率匹配输出的144比特，经扰码、QPSK星座映射后即得复数序列d0,…,d71，此序列先按子载波增序，再按OFDM符号增序，依次映射到图3资源网格中的非导频位置中。

数据符号d0,…d53处于无干扰区，d54,…,d71则位于有干扰区。处于无干扰区的子载波不含干扰信号，而处于干扰区的部分或全部子载波可能存在干扰。定性地，干扰区内的子载波承载的有用信号成分对解码有益，而干扰成分对解码有害，净增益是正还是负呢？这是一个与干扰强度、干扰比例、调制阶数、信道模型和解码算法等诸多因素相关的复杂问题，不易分析处理。一般地，若不加处理地直接解码，将导致解码性能显著下降甚至失效。

为了便于工程实现，化繁为简，本文忽略被干扰区内的有用信号成分可能存在的解码增益，直接将被干扰区内的子载波全部用零取代（等价于将干扰区内的所有OFDM符号置0），再按图1所示常规方式执行后续解码过程。干扰置零后的资源网格如图3(b)所示，显然，用零取代被干扰OFDM符号使得后续解码过程与跟踪干扰无关了，此时跟踪干扰已被完全消除。与此同时，OFDM符号中的有用信号也消去了，从信道解码器的角度看相当于打孔操作，因为被干扰的OFDM符号中所有的子载波承载的复数符号皆为0，相应的软比特信息也为0。速率匹配的实际输出码率由（40+24）/144= 8/19提升至（40+24）/（144-18×2）=16/27，由此可见，跟踪干扰消除以码率提升为代价。

3.2 增量冗余

图2：跳频OFDM系统跟踪干扰模型

图3：干扰置零示意图

当干扰区范围较小时，干扰置零引入码率略微提升，系统性能损失不大，但随着干扰区进一步扩大，干扰置零引起的码率提升也随之增加，系统性能将会大幅下降。为了解决这一问题，本文在干扰置零算法的基础上，进一步引入LTE的增量冗余机制。

LTE的增量冗余功能是图1中速率匹配模块的核心功能之一，其技术细节请参考LTE标准规范[18]，此处举例来直观地阐明“干扰置零+增量冗余机制”抑制跟踪干扰的思想和原理。

图4：增量冗余降低码率示意图（75%干扰）

图5：有用信号和干扰信号的幅度

继续沿用表1给出的参数配置，前文已得到速率匹配模块的输出比特序列长度为204。速率匹配模块先将此序列进行内部交织，得到长度为仍为204的序列。此序列经扰码、QPSK映射后即为前文给出的数据序列d0,…,d71。在逻辑上将此序列视为周期信号的一个周期，增量冗余的输出本质上为此周期信号中连续的某一段。这段信号的长度即为资源网格中可用于传输数据符号的子载波数Nd（本例Nd=72）。这段信号起始位置定义为：，其中i=0,1,2,3.表示冗余版本（Redundancy Version，RV）索引为偏移量。为了简便，但不失一般性，假定所以，冗余版本0（RV0）对应的发送符号序列为d0,…,d71，RV1对应的发送符号序列为对应的发送符号序列为对应的发送符号序列为发端轮询地发送这4个RV（顺序为RV0，RV2，RV3，RV1）对应的符号序列，直至收到反馈的解码成功的指示为止。

表2：参数配置

表3：EPA信道模型[19]

图4在资源网格中直观地呈现了这4个冗余版本。图中假定无干扰区OFDM符号个数为2，有干扰区为8。干扰置零操作后，干扰区内所有子载波用0取代，所以RV0对应的码率为（40+24）/（18×2）=16/9>1，理论上无法正确解码；RV0和RV2对应的码率为（40+24）/（（18+18）×2）=8/9，码率太高，难以正确解码；RV0、RV2和RV3对应的码率为（40+24）/（（18+18+18）×2）=4/9，码率适中，有望正确解码；RV0、RV2、RV3和RV1对应的码率低至2/9，性能更优。由此可见，引入增量冗余机制后解决了干扰置零引起的码率提升问题。付出的代价是传输时延增加以及重传引起的信息速率下降。

4 仿真分析

采用图1所示方案对所提算法进行仿真分析。主要参数配置如表2所示。采用AWGN和文献[19]定义的EPA（Extended Pedestrian A model）信道模型评估系统性能。EPA信道模型的时延及其功率谱如表3所示，多普勒频偏设为10Hz。跟踪干扰信号用白噪声模拟，每个突发跳的干扰区内的干扰信号平均功率比有用信号平均功率高20dB，典型的时域幅度如图5所示。

图6评估干扰置零算法在AWGN和EPA信道下误比特率BER（Bit Error Rate）性能。作为参考，图中黑色线（标示为“RAW”）表示跟踪干扰未经任何处理直接解码对应的BER曲线，此时BER接近0.5，通信中断。采用干扰置零算法后，BER性能得到显著改善。干扰符号个数NFJ较小时，系统性能下降很小，如NFJ=1，性能下降不超过1dB；随着干扰符号个数增加BER呈现逐步下降趋势，这是因为随着被置零的符号个数增多，等效的码率也相应地提升了；当干扰符号个数为NFJ=10时，BER出现平台效应，此时，单一的干扰置零措施已无法实现可靠通信。

干扰置零有两个明显的优势。其一，与跟踪干扰的强度无关，因为无论跟踪干扰多强都会被强置为零，因此只要接收信号（有用信号+跟踪干扰）的强度处于接收机动态范围内即可正常使用。其二，干扰置零操作只需将OFDM符号置零，省去了常规的FFT运算，且只涉及收端处理，因而工程实现容易。

图7：“干扰置零+增量冗余”算法对应的BER曲线

图7为“干扰置零+增量冗余”算法在AWGN和EPA10Hz信道模型下的BER性能曲线，可见在高跟踪干扰比例（NFJ=10）条件下，相对于无干扰消除的情形，干扰置零处理后BER性能只是略微下降且出现平台效应，结合增量冗余机制后，BER性能随着冗余版本个数（NRV）增加得到迅速改善。这是因为单一干扰置零处理后，码率太高，故性能改善不明显，多个冗余版本软合并后，降低了码率，增加信号能量，BER迅速下降。由此可见，“干扰置零+增量冗余”算法，即使在高跟踪干扰比例情形下，仍能得到符合要求的BER性能，适用性强。

5 总结

本文借鉴军用跳频通信系统和民用宽带通信系统的相关研究成果，给出了宽带跳频OFDM 系统物理层传输方案，建立了相应的跟踪干扰模型，在此基础上提出了一种将干扰符号“置零”和增量冗余技术相结合的跟踪干扰抑制算法，该算法不受干扰强度影响，性能稳定可靠且易于工程实现，有效地解决了跟踪干扰引起的跳频 OFDM系统性能恶化问题。