三开关双Boost高增益DC/DC变换器研究

刘郑心，杜玖玉，于渤洋

(1.清华大学汽车安全与节能国家重点实验室，北京 100084；2.哈尔滨理工大学电气与电子工程学院，黑龙江哈尔滨 150080)

在燃料电池以及光伏发电系统等应用场合，需要高升压比、高效率、抗干扰性强、高功率密度的DC/DC 变换器，将燃料电池和光伏组件的低压输出提升到较高水平，保证高压直流母线端的稳定[1]。

隔离型DC/DC 变换器可以通过改变变压器的匝数比来获得很高的电压增益，但是在变换器工作模态切换时，变压器的漏感会使器件上产生较大的电压尖峰。采用缓冲电路可以解决器件电压尖峰的问题，但是会增加变换器的复杂程度，降低效率。传统的非隔离Boost 变换器由于其本身寄生参数和极限占空比的限制，难以满足高电压增益的要求[2]。为了满足非隔离DC/DC 变换器对高电压增益的要求，已有的研究大部分通过采用开关电容、Z 源、准Z 源、多电平等结构来解决该问题。

Axelrod B 等[3-4]在传统斩波电路的基础上引入了开关电容或改进开关电容结构，可以有效地提高电压增益。Banaei M R等[5]将Sepic 电路与开关电容相结合，得到的变换器具有连续输入电流和高电压增益。虽然这种拓扑解决了开关电容常见的非共地问题，但输出侧器件的电压应力较高，需要更多的电感，变换器体积较大。开关电容结构可以使电压增益大幅提高，但输入输出端不共地，或者使用的器件较多，导致变换器体积增大是制约其应用的主要因素。Zhang G等[6]提出了一种Z 源网络串联结构的变换器，具有高电压增益、宽输入电压范围和低电压应力的优势。然而，电路中采用了过多的电感和半导体器件，增加了变换器的成本和体积。Nguyen M[7]和Prasana R J 等[8]提出的基于Z 源结构的变换器同样是非共地连接，且输入输出端存在高频脉动电压。Z 源结构可以获得很高的电压增益，但是Z 源结构的输入电流通常是断续的，并且其输入输出端也是非共地，会引起不必要的电磁干扰。为了解决Z 源变换器输入输出不共地的问题，将Z 源结构进行变换得到准Z 源结构。准Z 源结构与Z 源结构的电压增益相同且电压应力低，在非极限占空比条件下可以得到很高的电压增益。为了进一步降低器件的电压应力，Bi H 等[9]将三电平结构引入到DC/DC 变换器中，改善了器件电压应力高的问题。Jin K 等[10]所提出三电平变换器开关管上的电压应力为高压输出侧的一半，便于实际应用中的器件选型。三电平结构能够改善变换器应力问题，提升变换器的可靠性，但是器件个数多、控制方式复杂是其需要解决的问题。

综上所述，已有的开关电容、Z 源/准Z 源和多电平等方案在器件个数、器件应力、电磁兼容和功率密度等方面均存在需要解决的问题。为此，本文提出了一种三开关双Boost 型DC/DC 变换器拓扑结构，该变换器具有器件个数少、工作原理简单、升压比高、控制简单及效率高等优点。本文在该拓扑结构的基础上，设计了双闭环控制器，并与Boost 变换器开展一系列对比实验，验证所提拓扑结构在升压比、效率以及控制鲁棒性等方面的优势，为高增益DC/DC 变换器的设计与优化提供一定的参考依据。

1 拓扑结构及工作原理

本文提出的三开关双Boost DC/DC 变换器由三个功率开关管S1、S2、S3，两个储能电感L1、L2，两个二极管D1、D2及一个输出电容C1组成，拓扑结构如图1 所示。该新型变换器的功率开关管S1、S3同时开通关断，S2与S1、S3互补导通。

图1 新型变换器的拓扑结构

假设图1 中各个器件为理想元件，各个电感及开关管参数相同，开关管S1、S3在导通(ON)和关断(OFF)时对应不同状态。

当开关管S1、S3导通，开关管S2关断时，电路的工作原理如图2 所示。

图2 开关管S1导通时的工作原理图

此模态下，电路中共有三条回路，输入电源Uin分别通过开关管S1、S3为电感L1、L2充电，电感L1和L2承受相同的电压，电感电流以相同的斜率上升，二极管D2承受反向电压截止，输出电容C1向负载提供能量。开关管S1、S3导通时间为D×TS，其中D为开关管S1的脉冲占空比。此时设电感L1的电流为IL。

当开关管S1、S3关断，开关管S2导通时，电路的工作原理如图3 所示。

图3 开关管S1关断时的工作原理图

此模态下，二极管D1承受反向电压而截止，电感L1、L2充电结束，与输入电源Uin串联向负载提供能量，并向输出电容C1充电。由于电感电流不能突变，当开关状态切换为此模态时，电感L1和L2上的电流以相同的速率减小。

对电感L1、L2使用电压秒平衡法则可以得到所提变换器的电压增益，如公式(1)所示：

经过计算，得到所提三开关双Boost 型DC/DC 变换器升压比与MOSFET 占空比的关系，如图4 所示。

图4 变换器升压比与MOSFET占空比的关系

2 动态建模及参数计算

2.1 动态建模

为了满足所提三开关双Boost 高增益DC/DC 变换器工作的动态性能，对该变换器进行小信号建模并设计双闭环PI 控制器。

以L1为例，在一个PWM 周期内，当开关管S1、S3导通，开关管S2关断时，电感L1两端电压为输入电压Uin，电感电流线性增加，电容C1电压有所下降，根据状态空间平均法可以得到此阶段的状态方程为：

同理，当开关管S1、S3关断，开关管S2导通时，电感L1与输入电源Uin串联向负载端供电，电感L1的电流IL1线性下降，电容C1由于得到了能量补充，其电压上升，根据状态空间平均法可以得到此阶段的状态方程为：

根据式(2)和式(3)可得平均状态空间方程为：

控制函数GC1(s)、GC2(s)采用PI 控制，设定参考电压Uref，将输出的电压值UC1与参考电压比较得到误差信号e1，并送到PI 控制器GC1(s)中，得到参考电流I'L1，与实际电感电流比较得到误差信号e2，再通过PI 控制器GC2(s)得到调整后的占空比D，经过传递函数(s)得到调整后的输出电压值。其双闭环PI 控制系统框图如图5 所示。

图5 双闭环PI控制器

2.2 电感电容参数计算

为了验证所提三开关双Boost 型DC/DC 变换器的有效性，需要搭建实验样机，其中功率模块参数设计为：输入电压20 V，额定输出电压100 V，额定输出功率100 W，开关频率20 kHz。

电感L1和L2的计算公式为：

式中：ΔIin为输入电流波动，此处取平均电流的20%，经过计算，选取两个电感值为0.35 mH、最大导通电流为10 A 的自制电感。

输出电容的计算公式为：

式中：ΔU为输出电压波动，取平均输出电压的1%。

将变换器相应指标带入式(13)，经过计算并考虑裕量，选取电容值为47 μF、耐压值为400 V 的电解电容作为输出电容。

3 实验验证

3.1 实验平台搭建

本文搭建的实验测试平台如图6 所示，实验平台包括：可调直流电源、示波器、电子负载、DSP28335 控制器及设计的功率模块样机。

图6 三开关双Boost型DC/DC变换器实验平台

在所搭建的实验平台上，首先对各功能模块进行测试，在系统开环状态下测试了升压比，并与Boost 电路进行了对比分析。然后完成了DC/DC 变换器在闭环控制的调试，最后测试改变负载与改变输出电压等不同情况下的效率。其中效率的测试是通过采集DC/DC 变换器输入输出的电压和电流参数计算得到。

3.2 实验结果及分析

为了验证本文所提变换器在升压比方面的优势，分别对该变换器及传统Boost 变换器的实际升压比进行开环测试，比较结果如图7 所示。

图7 实际升压比的比较曲线

从图7 中可以看出，传统Boost 变换器在占空比为0.2 时，实际升压比为1.2 倍，在占空比为0.8 时，实际升压比为3.5倍。而本文所提三开关双Boost 型DC/DC 变换器在占空比为0.2 时，实际升压比为1.5 倍，在占空比为0.8 时，实际升压比为8.2 倍。随着占空比的增大，两种变换器实际升压比的差距逐渐增大。

为了比较本文所提新型变换器与Boost 变换器在效率上的优势，进行了两种拓扑结构的效率比较测试。两种变换器均设定输入电压为20 V，开关频率为20 kHz，负载为100 Ω，输出电压在30～100 V 之间变化，比较结果如图8 所示。

图8 不同输出电压条件下两种升压变换器的效率对比

由图8 可知，当负载为100 Ω，在开关频率确定的情况下，传统Boost 变换器在输出电压为30 V 时效率最高，可达到92.8%，而在输出电压为85 V 时效率最低，仅为65.1%。在相同条件下，新型变换器在输出电压为30 V 时效率最高，能够达到95.18%；在输出电压为100 V 时效率最低，但也可达到92%，相较于传统Boost 变换器具有明显的优势。

为了比较负载变化时变换器效率的变化情况，设定输入电压20 V，输出电压60 V，在开关频率为20 kHz，负载在50～100 Ω 之间变化的条件，分别对所提新型变换器和传统Boost变换器进行效率测试，比较结果如图9 所示。

图9 负载变化条件下两种升压变换器的效率对比

由图9 可以看出，当输出电压为60 V，开关频率恒定的情况下，传统Boost 变换器在负载为50 Ω 时效率最低，仅为80%，在负载为100 Ω 时效率最高，也只达到84.9%。相同条件下，新型变换器最低效率可达到91.42%，最高效率更可达到94.6%，远高于传统Boost 变换器，且在测试范围内效率变化范围小，更稳定。

为了验证新型变换器的闭环控制效果，本文设定DC/DC变换器输入电压为20 V，输出电压为60 V，负载为100 Ω，当系统稳定后负载切换到60 Ω，可得到如图10 所示的结果。

图10 负载扰动时的输出电压波形

由图10 可知，当负载由100 Ω 切换为60 Ω 的瞬间，输出电流增大，而在双闭环PI 控制器控制下的DC/DC 变换器输出电压基本无波动，证明了该变换器在双闭环PI 控制下具有良好的鲁棒性。

4 结论

在面向燃料电池系统、光伏等高升压比和宽输入电压范围等应用场合，本文提出了一种三开关双Boost 高增益DC/DC 升压变换器，在对DC/DC 变换器工作原理进行分析的基础上，设计了电压电流双闭环控制器，并搭建了实验样机，开展了与传统Boost变换器的比较研究。主要结论如下：

(1)所提出的三开关双Boost 高增益DC/DC 变换器具有器件个数少、工作原理简单、高升压比等优点，适用于燃料电池、光伏发电系统及电动汽车高电压等级充电系统等应用场合。

(2)通过对三开关双Boost高增益DC/DC 变换器实验样机的搭建，与传统Boost 变换器的比较研究可以得出：在实际升压比、不同条件下的系统效率方面，相较于传统Boost 变换器，新型三开关高增益DC/DC 变换器具有明显的优势。

(3)所提新型三开关双Boost 高增益DC/DC 变换器在双闭环PI 控制条件下，可以实现控制系统较好的鲁棒性，具体表现为在输出负载突变时能够更快地恢复稳定，因此非常适合负载频繁变化的应用场合。