基于电流馈电推挽式变换拓扑的变换器电源设计

邹 静

（武昌工学院信息工程学院，武汉 430065）

电能在现代工业、经济和国民生活中发挥着重要的作用[1]。因用电设备不足，电源公司研发了多种不同等级、不同型号的变换器电源。不同等级的变电器电源，根据用户需求及变换器电源等级要求，由相互独立的电源模块根据变换器电源等级进行组合，以便输出多路稳定电压，得到的稳压电源不仅符合负载要求，其稳压精度也较高，很好地满足客户需求[2-3]。但该变换器电源也存在致命的缺点，由于变换器电源体积和重量过大，消耗成本也大幅增加，同时，受多个变换器之间的相互影响，电源会产生拍频干扰，造成输入和输出时出现低频纹波，这样的干扰难以克服，严重影响了变换器电源系统的供电性能。针对变换器电源存在的问题，孔玮等[3]提出一种应用于储能系统的两级式直流变换器拓扑，但变换器实测效率较低，只有76%；刘硕等[4]提出一种升压变换器拓扑结构，但整个变换器电源效率只有67%。

本文设计了基于电流馈电推挽式变换拓扑的变换器电源。在变换器电源的理想特性基础上，特别采用电压型推挽全桥逆变器，并以此为基础设计属于电流馈电推挽式变换拓扑结构的变换器电源装置主回路。通过反馈控制电路调控电压波动时控制端流变化；根据变压器电感、匝数、线径等特性设计变压器绕制结构，完成变换器电源变压过程。

1 电流馈电推挽式变换拓扑结构的变换器电源设计

1.1 变换器电源的需求

尽管变换器拥有优越的性能，为充分发挥其应用性能，对于输入电源亦有相应的要求，即：严格设置变压器与功率开关管等运作参数，以此保证主功率开关管在开关时处于零电压状态，在此状态下电源的损耗为最小水平，变换器的稳定性得到了最大保证[5-8]；精准地保持开关频率的规律性，以优化电流交换通路；精确地设置影响电力流动的相关参数，以确保在高电压等非典型场景使用的安全性；将变压器的变化严格控制在一定范围内，降低次级电容转移到初级相应相的电容损害[9-14]。

1.2 主回路方案分析

在变换器电源的理想特性基础上，研制了一款变换器电源装置。该装置属于电流馈电推挽式变换拓扑结构，特以电压型推挽全桥逆变器为核心。电压型推挽全桥逆变器能够使全波不可控整流得到处理，DC-AC-DC 之间的转化得以实现[15]。在理想特性基础上设计其主回路，如图1 所示。

分析图1 中的拓扑推拉全桥结构[10]可知，本文提出的变换器经由其内置单独的电压检测电路来完成稳定的电压控制工作。但在测试时发现，该结构中还存在一些问题：①变换器对电压进行控制的回路在处理不同数值的电压时需要不同时间开销，而其中误差放大器唯有在接受电压输出变化反馈之后，才会对输出电压做出响应；②电流检测时需将输出电流进行转换，容易造成电路振荡；③大额度输出电流最终会造成发热现象；④电源的恒定电压与恒定电流在转换时容易激发偏磁现象，从而对开关管带来重大损害。

图1 电压型拓扑推拉全桥结构Fig.1 Push-pull full-bridge structure of voltage type topology

在测试结果的基础上，对相关控制情况进行优化，以解决上述的问题。在前期实验结果的基础上，对本文研究的变换器电源电路结构进行相关的优化设计，具体如图2 所示。

图2 本文拓扑推拉全桥结构Fig.2 Push-pull full-bridge structure of the proposed topology

分析图2 可知，由于电路结构做了相应优化，自直流侧电流，电感L1相对图1 中采用的电感而言电磁更大，足以将直流电压瞬间转化为直流电流，阻止实验中的偏磁现象再次出现；同时，图2 中L1还对电路开关管的损害情况进行了抑制，对用电安全与稳定性进行了维护；图2 中变换器采用的等效电路为Boost 型DC-DC 变换器，抗干扰能力更强。

1.3 变换器电源设计

1.3.1 变换器电源硬件设计

（1）设定输入电压为120～180 V，设定输出电压为14.2～14.4 V（误差不超过5%），输出功率Po为600 W（误差不超过5%）。

（2）设定输出纹波电压≤1 V，满载效率η≥92%。

（3）设定软启动基础安全功能。

（4）设定包括输入过压欠压保护功能、过热保护功能、输出过流保护功能、输出短路保护功能、输入输出反接保护功能以及输出不接电源且不启动等基础安全功能。

1.3.2 主回路硬件设计

通常情况下，在变换器进行工作时，开关管可以经受的最高栅源正向电压为

式中，E 为电动势。则开关管的最大漏源极电流为

式中：Umax为最大电压；Po为功率；η 为满载效率。变换器电源效率的高低与开关频率的高低强相关。根据测试结果可知，当开关频率为48 kHz 时，电源效率在最高的水平。因普通的双极型三级管输入端是一个正偏的PN 结，输入电阻在kΩ 量级，前级电路驱动此管工作需要供给较大的驱动电流。MOS 管的输入级中栅源两级是绝缘的，故栅源两级的输入电阻高，经对比，并参考变换器电源的严格要求，最终将开关器件选定型号为IXFH30N50P[11]的NMOS 管。

变换器最大输出电压为

全波整流时其二极管承受的电压为

设Umin为最小承受电压，则功率单元中全波整流二极管可能承受的最大平均电流为

此时二极管的工作频率为

式中，fc为信号频率。

因此，采用DSSK60-015A 作为全波整流二极管。

1.3.3 反馈控制电路设计

光耦合器LTV817、TL431、控制芯片TOP252PN，以及若干电容和电阻均是反馈控制电路设计中的分项模块。反馈控制是变换器设计极其重要的一环，反馈控制可有效调整电流输出稳压值，并对补偿电容的稳定性和瞬时响应方面也有很大贡献。

选用LTV817 的原因也与电流稳定性有关，其属性为线性光耦合的耦合器十分适合反馈控制环节，因为其拥有0.8～1.6 倍的超高电流传输比。其原理是在反馈线圈上激发相应的电压，以二极管D1、电容C4对电压进行过滤，以此来转换成非隔离的+12 V 电压。该电压能够为LTV817 输入电流，继而通过该耦合器为TOP252PN 供电，后者为控制端，通常用于对占空比进行控制和调整。自动重启频率在其中得到设定。当电压处于不稳定安全状态时，C4接收信号，C4=47 μF，在相应频率为1.2 Hz 时进行变换器自动重启。最终监测频率为0.83 Hz，即每次都需要启动故障检测与故障排除程序；只有在自动检测排除全部障碍以后，电流输入与输出口才会重新启用，以此来恢复变换器正常工作。电阻R5为外部限流电阻，是该耦合器中的重要部件，不仅能起到对电流进行限制及安全防控的功能，还能在整个反馈控制电路中起到极大的增益作用。

整体反馈电路的工作方式与电源输入电压及整体电流均有关系。假设变换器电源的输出电压为Vo，当Vo发生变化，变化幅度为ΔVo时，首先取样电阻R7与R8会对该电源进行压力分摊，导致输入TL431 的电压发生改变；当分压后的电压VK流入LTV817 中，整体电流又变成分压后的电流IF，并在LTV817 中受终端电流IC的控制，还原成Vo。

1.3.4 变压器设计

变换器中电流和电阻都是影响电源电压的重要因素，其电源高频变压器的设计环节亦是重中之重。

（1）磁芯设计。高频变压器的磁芯采用EE16，可查得该磁芯长l 为16 mm，有效横截面积Ae为0.192 cm2，有效磁路长度Le为3.50 cm，磁芯等效电感LA为1 140 nH/匝，骨架宽度b 为8.50 mm。

（2）初级线圈电压VP与稳压管电压VRI设计。由于电路中输入电压为85～265 V，因此，其加在变换器上的最大整流直流电压为

因为TOP252PN 承受电压约为700 V，输出富余量100 V，可知，稳压管电压VRI应为

因此，VRI采用180 V 稳压管较为合适。

通常而言，VRI/VP=1.4 是电压最优比例，该比例下箝位消耗曲线下降最为明显，则有

（3）设置推挽式变换器的最优占空比Dmax，有

（4）设置初级线圈电流IP为

式中：Po为输出功率；VINmin为最小直流电流。

（5）设置初级线圈的电感LP为

式中，频率f=50 kHz。

（6）设置初级线圈匝数NP为

（7）设置次级线圈匝数NS为

根据式（10）～式（14），能够计算出电源电压的相应参数；在已知参数设置的情况下，结合安全系数与输入输出关系对电源电压参数进行再次调节，最终得：初级线圈84 匝、次级线圈9 匝，变压器电气稳定性得到调整，如图3 所示。图3 中Pri 表示初级线圈，Csh-1 表示初级屏蔽线圈1，Psh-2 表示次级屏蔽线圈2，T.I.W 表示一层绝缘线，Bias 表示两层绝缘线。

根据图3 设计的变压器绕组结构如图4 所示。图4 中，实心圈“●”代表着线圈绕制起始位置，1-2→NC 代表电源屏蔽线圈，4→5 代表电源偏置线圈，1-2→3 代表电源初级线圈，6→7 代表电源次级线圈。

图3 变压器电气特性Fig.3 Electrical characteristics of transformer

图4 变压器绕组结构Fig.4 Winding structure of transformer

1.3.5 保护电路设计

保护电路的主要功能是保证变换器电源稳定性，主要通过输入过压/欠压保护、输出过流保护、输出过压保护、输出短路保护、空负载保护、电池反接保护以及过热保护等电路进行保护，整体结构框图如图5 所示。图中，电源携带着输入信号进入硬件检测电路，随即电路运行状态在检测电路中被转化为开关信号，将开关信号设定为0 与1，0 代表电路运行正常并打开电路，当值得探讨的是，1 代表电路运行故障并关闭电路。故障发生时，KA3846 的脉冲被关闭，且继电器被断开，电路被动暂停工作。同时，硬件检测电路持续工作，持续对故障进行检测，唯有收到故障已排除的信号时，系统才会在设定缓冲时间之后再度连接继电器，KA3846 的脉冲得到开启，电路系统自动重启。

图5 保护电路结构框图Fig.5 Structure block diagram of protection circuit

2 实验分析

2.1 输出电压与输出电流实验测试

为测试本文设计的变换器电源，选用LED 驱动样机进行实验测试，该样机电源负载的参数为：7只350 mA 电流的LED 串联，每只LED 正向压降为3.2 V，交流电压范围85～264 V。为达到实验测试更准确的目的，对于功率因数校正有一定的要求，对于临界连续模式反激控制亦有相应要求，而型号为L6562 的原边控制芯片则能满足其二要求。

在上述参数下，控制实验电源的输出电压与输出电流分别为12 V 与350 mA，将交流电压范围控制在85～280 V，确保电源稳定后输入相应的电压和电流，并进行测试，实验测试结果如表1 所示。

由表1 可知，本文设计的变换器电源LED 驱动样机，无论是输出电压还是输出电流均保持着极高的精度，误差均低于2%内，符合业内误差在5%以内的要求。

表1 实验结果Tab.1 Experimental results

2.2 开关管电压和功率分析

本文设计电源工作状态设定如下：开关频率fs=150 kHz；输入电压为直流250 V；输出电压为直流400 V；其满载功率设置为350 W；其主开关型号为IRF460；其整流部分设置高压硅堆以实现6 倍压输出。参数选择为：滤波电容C1=C2=C3=C4=770 nF；变压器一次侧电压为440 V，故电荷量M=1.75。依据相关文献可知，在Cr/Cp=1、Po=1.3、输入功率Pin=1.2时，效率η 最大。计算谐振参数如下：谐振电感Lr=1/2πPofs=144.68 μH，谐振电容Cr=1/2πMfs=12.3 nF，选取Lr=148 μH，Cr=Cp=15.5 nF。

对本文设计电源参数的合理性进行仿真验证。仿真电路中变压器的变比为1∶1，仿真结果如图6所示，可以看出，本文电源在稳态时输出电压为440 V，输出功率为350 W，且实现了零电压开通。

图6 输出开关电压和输出功率的结果Fig.6 Simulation results of output switch voltage and output power

由于实验室条件限制，本文设计的实验电源采用33 kΩ 负载电阻，设输出电压为5 kV，输出功率为350 W，并采用6 倍压整流输出。具体电路实现零电压开通的实验波形如图7 所示。由图7 可知，变换器电源开关管实现了零电压开通，本文设计的电源具有重要意义。

图7 具体实现电路零电压开通的实验形Fig.7 Experimental rectangle of realizing zero voltage opening by specific circuit

2.3 电路参数实验验证

图8 所示为交流输入电压220 V 时，输入线电压uin和输入电流iin的相位关系变化趋势。

分析图8 可知，本文设计的变换器很好地满足了，在功率因数校正功能上要求，该电源输入电流iin的变化幅度与输入电压uin的变化基本吻合。

图8 输入电压、电流波形Fig.8 Waveforms of input voltage and current

图9 所示为本文设计的电源在交流输入电压320 V 和220 V 时，电源在经过二极管桥式整流的输入电压uREC、MOS 管V 的驱动电压uDR、原边电流经过采样电阻R3时产生的电压uCS以及副边二极管VD5的电流iD5波形。

图9（a）是uREC处于半个工频周期中的瞬时值与输入电压320 V 相符时的波形，图9（b）则是uREC处于半个工频周期中的瞬时值与输入电压220 V相符时的波形。图中，MOS 管V 导通时，因为其中存在寄生电容的情况，容易激起uCS电压毛刺。综合分析图9（a）与（b）可知，本文设计的变换器电源在每个周期都符合临界连续模式情况；在这种情况下，在二极管VD5的电流降为0 的同时MOS 管V的驱动电压瞬间更改为更高的电平模式；对比可见，图9（b）中MOS 管V 的驱动信号uDR的频率比图9（a）中相应的频率更高。

图9 不同输入电压下uREC、uDR、uCS 和iD5 的波形Fig.9 Waveforms of uREC,uDR,uCS and iD5 under different input voltages

二极管桥式整流时输入电压uREC、输出电压uo及LED 的电流iLED的关系如图10 所示。由图10 可以看出，采用本文设计的电源时，流过LED 的电流平均值稳定在330 mA。

图10 二极管桥式整流时输入电压uREC、输出电压uo 以及LED 电流iLED 的关系波形Fig.10 Waveforms of input voltage uREC,output voltage uo and current iLED after rectification

图11 为不同的输入电压时，实验样机的功率因数φ 和效率η 与输入电压的关系。分析图11 可知，本文设计的变换器电源符合如下假设推论：当LED 负载稳定时，功率因数与输入电压呈现负相关关系。进一步分析图11 实验结果可知，本文设计的变换器电源完成了功率因数校正的目标，相比较传统电源而言，其功率因数始终稳超0.96，且效率高达95%。

图11 功率因数φ 和效率η 与输入电压的关系Fig.11 Relationship between power factor φ,efficiency η and input voltage

3 结语

本文为了提高变换器电源输出电压和输出电流的精准度，维持用电设备平均电流的稳定性，增加变换器电源的可靠性，设计了一台基于电流馈电推挽式变换拓扑的变换器电源。为了验证该电源的有效性，设计一台变换器LED 驱动电源样机，样机运行中发现，输出电压和输出电流的误差均维持在2%之内，符合本文设计方法中的技术要求，且流过LED驱动电源的平均电流保持稳定，在功率因数和整个LED 驱动电源的效率方面均表现出较为明显的优势，达到了功率因数校正的目的，促进LED 驱动电源的稳定运行。因此本文设计的变换器电源不仅是电流馈电推挽式变换拓扑技术研究的有效成果，也可在未来的变换器电源设计方面取得领先优势。