基于双向DC-DC变换器的新型电磁铁停电保磁系统研究*

陈勇彪 丁岩 申艳聪

(湖南科美达电气股份有限公司,湖南岳阳 414000)

起重电磁铁的停电保磁系统是起重电磁铁作业中的馈电整流设备,又是起重电磁铁作业时的安全保证系统,起重电磁铁通过调整电磁铁电源的励磁线圈电流的强度,线圈的匝数来对电磁铁磁力大小进行控制,通过调整电流的方向来对磁极进行调整[1]。当电源因故中断或者系统出现故障且起重电磁铁刚好处于吸料状态时,能自动切换到蓄电池电源给电磁铁继续供电,确保钢材维持吸附状态不掉下从而保证现场作业人员的生命安全[2]。起重电磁铁停电保磁系统主要由停电保磁控制柜、整流单元、蓄电池组、操作开关、逆变单元等部分组成。目前的起重电磁铁停电保磁系统电路结构不近合理,因其采用蓄电池组充放电设备分立设计,即正常工作情况下对蓄电池组进行充电和停电情况下蓄电池组放电是彼此独立的两个设备,这样会在设计上增大设备体积,导致其故障率升高且不易检修;采用晶闸管这类半可控器件会导致整个起重电磁铁停电保磁系统可靠性降低且不易控制;采用泄放电阻释放磁能以及缺乏有效的控制策略导致停电保磁系统能耗大、效率低等。因此目前整个起重电磁铁停电保磁系统相对老旧,体积大,能耗高,可靠性不高,不易控制且效率低。

本文为此针对现有电磁铁停电保磁系统存在的问题,以双向DC-DC变换器的电磁铁停电保磁系统为基础,为了提升双向DC-DC变换器的效率[3-4],提出一种基于线性控制的改进PWM移相控制策略,使变换器在宽电压和全负载范围内实现所有开关管零电压开关,同时又使电感电流比改进前的小,该控制策略提升了变换器效率,降低了损耗,且便于实现。

1 系统工作原理和结构

图1为基于双向DC-DC变换器的电磁铁停电保磁系统结构框图。在正常工况时,系统由交流供电380V经过PWM整流桥整流后驱动和控制电磁铁,同时经逆变后驱动和控制起重电机,使得起重电磁铁能够正常上升下降和励磁退磁。此时直流电经过双向DC-DC变换器(正向传输)给蓄电池组进行充电,使得双向逆变/停电保磁电源有充足的电能保障电磁铁停电保磁系统在突遇停电时正常运行。突遇故障或停电时,整个系统不再从电网中获得电能,此时由双向逆变/停电保磁电源供电,蓄电池开始释放电能,流经双向DC-DC变换器(反向传输)后供给电磁铁并对电磁铁进行控制,同时经逆变后驱动和控制起重电机,同样使得起重电磁铁能够正常升降和励磁退磁。

图1 基于双向DC-DC变换器的电磁铁停电保磁系统结构框图Fig.1 Block diagram of the electromagnet power failure magnetic protection system based on the bidirectional DC-DC converter

系统外部交流电作为起重电磁铁正常工况下的供电装置,同时作为双向DC-DC变换器中蓄电池组的充电电源。系统正常工况时从交流380V到直流650V的整流工作,交流380V经整流之后直接给起重电磁铁供电,后经逆变给起重电机供电,同时经DC-DC变换器给蓄电池组充电[5]。

2 改进的PWM移相控制策略

2.1 双有源桥式双向DC-DC变换器

双有源桥式双向DC-DC变换器的优点是功率密度高、可以实现零电压开关、双向传输功率、效率高、结构对称且控制简单,同时其控制相对方便简单,故在大功率的电磁铁停电保磁系统中被选用[6]。双有源全桥双向DC-DC变换器如图2所示。

图2 双有源桥式双向DC-DC变换器Fig.2 Dual active bridge bidirectional DC-DC converter

根据图2对原副边开关网络进行控制,能够依次获得交流方波电压vAB以及vCD,它们在周期内的最大值各是V1以及V2。这一变换器能够表达成如图3的简化电路图。

图3 双有源全桥双向DC-DC变换器简化电路Fig.3 Simplified circuit of dual active full-bridge bidirectional DCDC converter

图3中v'CD是vCD推导至原边的电压,电压源通过能量传输电感L连接。设vAB和v'CD的占空比分别是Dy1和Dy2,两者基波分量间的移相角对于π的占空比是Dφ,变压器原副边的匝比为K,这3个占空比为双有源全桥双向DCDC变换器的3个可以控制的量。考虑到移相控制仅在n =1时能实现零电压开关,而n不为1时轻载不能实现软开关且环流损耗较大;双PWM移相控制的复杂性并不适合于普遍广泛的工业应用[7-9]。最终控制策略采用PWM移相控制,并且为了实现在理论上达到宽电压和全负载范围中完成全部开关管的零电压开关并降低电感电流有效值,从而实现双向DC-DC变换器整体效率的提升[10],本文为此提出一种基于线性控制的改进PWM移相控制算法。

2.2 双向DC-DC变换器工作特性

双向DC-DC变换器在正常工况下是正向传输;而突遇停电时是反向传输,此时停电保磁系统开始发挥作用,保障电磁铁的正常工作。双有源全桥DC-DC变换器正向和反向传输的情况下工作特征类似,电压比可以认为是n=KV2/V1,因此在n≤1以及n>1的情况下,其调整的占空比依次是Dy1和Dy2。以n≤1情况下变换器正向传输功率分析研究为例,认为Dφ是vAB与vCD间移相角对应的占空比,这种情况下变换器控制量为Dφ与Dy1。变换器的电路图如图4所示,而通过PWM移相控制这一变换器的工作状况如图5所示。

图4 双有源全桥双向DC-DC变换器电路图Fig.4 Dual active full bridge bidirectional DC-DC converter circuit diagram

图5 PWM移相控制时DC-DC变换器工作波形Fig.5 DC-DC Inverter working waveform under PWM phase shift control

改进的PWM移相控制策略主要用来提升PWM加移相控制时DC-DC变换器的效率,在满足零电压开关的条件下,基于调节控制变量(D1、D2、Dφ)降低电感电流有效值,减小损耗,提高变换器效率[11]。

2.3 基于线性控制的改进PWM移相控制

根据图6能够发现,同时控制Dy1与Dφ可以全负载区间里完成全部开关管的ZVS。因为Dy1与Dφ相关且在同一范围中,所以能够在达到软开关要求下对占空比进行控制以降低电感电流有效值[12]。

图6 PWM移相控制时所有开关管零电压开关功率范围Fig.6 Zero voltage switching power range of all switching tubes under PWM phase shift control

由式(1)可以发现,电感电流有效值最低的情况下,此时Dy1与Dφ的函数为非线性的,实际操控相对繁琐,不易实现,需要作一定改进。

为使控制方法得到简化,故提出在曲线起止点间基于Dφ线性控制占空比Dy1,这种情况下Dy1的表达式如式(2)所示:

图7为线性控制时Dy1与Dφ的关系曲线,能够发现在这一控制下亦可以完成全部开关管的ZVS。图7中标示了在区域①中,电感电流有效值最低与线性控制的时候Dy1与电感电流有效值之间的关系,从图中能够发现有效值随功率的提升愈发相近。由此可以发现,n取任一值的情况下,上述2种有效值均很相近,所以区域①中用线性拟合是合理的。

图7 电感电流有效值最小与线性控制的情况下Dy1与Dφ的关系(Dα的范围为[0, 1-Dy1)/2]Fig.7 The minimum effective value of the inductor current and the relationship between Dy1 and Dφ in the case of linear control (the range of Dα is [0, 1-Dy1)/2]

同理,在图8中的区域②中给出电感电流有效值最低的情况下所对应的Dy1与Dφ的变化曲线,图中阴影处是图8中全部开关管完成ZVS的Dy1的区间,可以发现电感电流有效值最低的情况下,此时的Dy1在这一软开关范围中。这种情况下Dy1对于Dφ为一分段函数,由于表现为非线性,控制策略较为困难。

为便于控制,并确保可以实现传输变换器的最高功率,故提出在上述曲线起止点间基于Dφ线性控制占空比Dy1,这种情况下Dy1的表达式如式(3)所示:

参考式(3)在图8的区域②中给出线性控制的情况下Dy1随Dφ改变的曲线,发现也可以完成全部开关管的ZVS。由图8能够发现电感电流有效值最低以及线性控制的情况下,它们的有效值非常相近。由此得出在n为任一取值时,两者有效值十分相近,所以在区域②中通过线性拟合是合理的。

图8 电感电流有效值最小与线性控制时Dy1与Dφ的关系(-Dy1/2≤Dα<0)Fig.8 The relationship between the minimum effective value of the inductor current and Dy1 and Dφ in linear control(-Dy1/2≤Dα<0)

为便于实现,故提出在区域①与②中参考Dφ分段线性控制Dy1,图9所示为Dy1随Dφ的变化曲线(0≤Dφ<0.5时)。

冬天看电影前，大人们炒好了花生、瓜子、玉米和黄豆，给孩子们穿上“棉猴”戴上手套系上围巾，捂得严严实实的，生怕冻坏了——其实，礼堂里那么多人，根本冻不着。孩子们则把口袋和手套里灌满好吃的，到了影院交换着吃，好像永远是别人家的更好吃一样。要是正好赶上连队来了烘爆米花的，谁带了爆米花去看电影，那才真是牛气极了！

图9 Dφ处于[0,0.5]区间内时Dy1与Dφ的关系Fig.9 The relationship between Dy1 and Dφ when Dφ is in the interval [0,0.5]

由此能够计算得出基于线性控制的改进PWM移相控制的功率正向传输时原边的输入功率标幺值是:

基于式(4)和式(5),图10(a)在n =0.95的情况下给出了在这一控制中Po*随Dφ改变的曲线,如图10(a)所示,阴影处是全部开关管完成ZVS的功率区间,从图10(a)中可以发现,改进PWM移相控制在全负载区间中完成ZVS。图10(b)给出了各种n取值情况下Po*和Dφ的变化曲线,图10(b)中存在0≤Dα≤(1-Dy1)/2和-Dy1/2≤Dα<0两种情况的功率分界线。由图10(b)可知,|Dφ|与传输功率呈单调关系;在|Dφ|=0.5的情况下,变换器传输的功率最高,高效发挥了其功率传输能力。

图10 改进的PWM移相控制正向传输时Po＊与Dφ的关系Fig.10 The relationship between Po＊ and Dφduring forward transmission of improved PWM phase shift control

如图11所示,在n=0.95的情况下给出了未改进和改进PWM移相控制情况下I*Lrms与Po*的关系曲线。

由图11可知,改进后的PWM移相控制的电感电流有效值低于未改进的,故损耗也相应的更小。由此可知,改进后的P W M移相控制方式在理论上能达到全部开关管在宽电压和全负载范围内零电压开关,并和未改进之前比较,能减小电感电流有效值,实现双向DC-DC变换器整体效率的提升[13]。

图11 未改进和改进的PWM移相控制时I＊Lrms与Po＊的关系Fig.11 The relationship between I＊Lrms and Po＊ in unimproved and improved PWM phase shift control

3 仿真实验

为了进行实验验证,本文分别设计了未改进的PWM移相控制的双向DC-DC变换器和改进的PWM移相控制的双向DC-DC变换器。两者电路图如图12(a)和(b)所示,其中改进部分标为“改进控制模块”。电路采用闭环控制,其中电压环和电流环PI参数分别如图13(a)和(b)所示。

图12 PWM移相控制的双向DC-DC变换器Fig.12 Bidirectional DC-DC converter controlled by PWM phase shift

图13 电压环与电流环的PI参数Fig.13 PI parameters of voltage loop and current loop

在改进的PWM移相控制策略中,区域①和区域②电感电流有效值最小和线性控制时Dy1对应的电感电流有效值非常接近,因此在两个区域内对Dy1随Dφ的变化曲线用线性控制来拟合,并且据此计算所有开关管全范围零电压开关的Dy1和Dφ表达式。改进的PWM控制模块内部如图14所示,该模块输出改进后的控制脉冲对原副边开关管实现PWM移相控制。

图14 改进的PWM控制模块内部图Fig.14 Internal diagram of improved PWM control module

图15 双向DC-DC变换器副边电感电流Fig.15 Bidirectional DC-DC converter secondary inductor current

在本次实验中,双向DC-DC变换器原副边电压分别为650V和210V恒定,变压器变比K为3,故原副边电压比n=KV2/V1为0.95。由图15可以看出,在电压比n恒为0.95时,随着输出功率的增加,两种控制方式下的电感电流均增大,但改进的PWM移相控制的电感电流均比未改进的小。由此可得出改进的PWM移相控制策略相比改进前降低了损耗。

如图16所示分别为改进的PWM移相控制策略在n=0.95轻载、半载和重载输出时Q1、Q4、Q5和Q8的电压电流的波形。可以看出在轻载时,所有开关管均实现了零电压开关;但是半载时,除了原边超前桥臂实现ZVS之外,其他开关管未能够实现ZVS,由于Dφ越接近于(1-n)/2(Dα越接近于0)时,开关处电感电流iL接近于零,实际不能实现ZVS;而重载时,当Dφ>(1-n)/2(Dα>0)时,Dφ愈大则愈容易实现ZVS,故此时所有开关管均能实现ZVS[14]。

从图1 5和图1 6可以看出,在轻载和重载时,改进的P WM移相控制策略能够减小电感电流有效值并实现所有开关管的零电压开关,使得变换器损耗减小、效率提升;而随着轻载时负载增加,Dφ愈靠近(1-n)/2(Dα愈趋近于0)的时候,ZVS愈难以完成,故在此Dφ相对应的功率点的周围效率将会变低,但此时改进的PWM移相控制电感电流更小,故半载时效率仍然得到了提升;且由于采用线性控制,更便于实现。

4 结语

实验结果表明,本文所提出的基于双向逆变电源的停电保磁系统能够实现停电保磁的功能,对于双向DC-DC变换器所提出的改进的PWM移相控制策略,相对于改进前,变换器的损耗更小,整体效率得到了提高。使用双向逆变电源取代现有电磁铁停电保磁系统中分立设计的蓄电池组充放电设备减小了设备体积,提升了可靠性。系统总体解决了现有停电保磁系统存在的体积较大、可靠性不高、能耗较大、效率较低的缺陷。