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栅射极并联电容对大功率IGBT开通过程的影响*

2021-07-12姜龙飞

铁道机车车辆 2021年3期
关键词:栅极变化率并联

姜龙飞

(1 中国铁道科学研究院集团有限公司 机车车辆研究所,北京100081;2 北京纵横机电科技有限公司,北京100094)

绝缘型双极型晶体管(IGBT)正广泛的应用于中国高速动车组,与传统的电力晶体管(GTR)相比,其饱和压降更低,开关损耗小;输入阻抗高,输入特性与电力MOSFET类似,同电压电流情况下安全工作区区域更宽,具有更高的可靠性[1]。

高压大功率IGBT相比普通低压小功率IGBT而言,前者最典型的特点为输入电容更大,也就是说,要想满足一定的开关速度,其需要的栅极电阻更小,栅极峰值电流更大,进而能够快速的对栅极电容充放电,降低IGBT的开通损耗,但是在低栅极电阻的情况下,高的集电极电流变化率易导致IGBT模块在短路时超过其安全工作区而损坏[2]。

文献[3]分析了栅极电阻对IGBT开关过程中的影响,指出门极电阻的减少能够降低IGBT的开通损耗,但是会产生更高的dic/dt,单纯改变栅极电阻往往无法做到既优化开关特性又降低开通损耗,文献[3]指出在栅射极并联电容可以平衡这一对矛盾体,但是未针对这一对矛盾体的影响展开详细说明。

常规的中高压大功率IGBT往往通过引线式连接对应的驱动板,因此不可避免的引入了栅极引线电感[4],栅极引线电感与栅极电阻串联,文献[3]指出,IGBT栅射极为容性结构,在IGBT开通过程中,栅极引线电感会阻碍栅射极电容的充电,在双极性栅极驱动模式下,在未达到阈值电压之前,栅极电流便会达到最大,此时栅极被逐渐增大的电流充电,相比低栅极电感的情况,其开通的速度更快,开通损耗更低。由于栅极引线电感的影响,栅射极并联外接电容实际上存在2种模式。

文中详细分析了栅射极并联电容2种模式下对IGBT动态特性的影响,指出2种模式下影响开通过程的原理不一致,并与无栅射极电容的模式进行对比,分析了2种模式的优缺点,最后搭建了双脉冲试验台,通过试验验证了分析的正确性,为IGBT的工程化应用提供参考。

1 IGBT开通过程动态分析

无并联电容模式下IGBT的开通过程如图1所示,其中IGBT驱动简化电路如图1(a)所示,无并联电容模式下IGBT开通过程的主要波形如图1(b)所示,由图1(b)所知,其开通过程可以分成4个阶段进行分析[5]:

图1 无并联电容模式IGBT开通过程

阶段一[t0~t1],栅极电压由驱动负电压Vee升为开通阈值电压VGE(th),此时集电极电流为0,因此栅极电流iG只给寄生电感Lg与栅射极寄生电容CGE充电,栅集极寄生电容CGC不参与充电过程,在t1时刻,栅极电压达到开通阈值电压VGE(th),由此可得关系式为式(1):

式中:VGE(th)为开通阈值电压,td(on)为开通延时。由式(1)可知,IGBT的开通延时受栅射极寄生电容CGE影响。

阶段二[t1~t2],此阶段集电极电流iC由0增大,随着vCE电压降低,栅极电流iG给栅射极电容CGE与栅集极电容CGC充电,栅极电流iG降低,栅极电压vGE继续增大至密勒平台电压Vmiller。由此可得式(2)~式(5):

式中:gm为IGBT的跨导。为分析方便,忽略寄生电感上的压降,将式(2)~式(5)简化可得式(6):

式中:Cies为输入电容,其为栅射极电容CGE与栅集极电容CGC电容的等效之和,由式(6)可知,集电极电流变化率dic/dt受栅射极电容CGE与栅集极电容CGC电容的共同影响。

阶段三[t2~t3],该阶段主要给栅集极电容CGC反向充电,栅极电压vGE维持在密勒平台电压保持不变,集电极电流iC保持不变,此时集射极电压vCE变化主要由于栅集极电压vGC变化导致,由此可得集射极电压变化率为式(7):

式中:vGC为栅集极电压,Vmiller为密勒平台电压。

阶段四[t3~t4],此阶段栅极电容继续上升至驱动正电压Vcc,集射极电压vCE达到IGBT饱和压降,开通过程结束。

通过对IGBT开通过程的分析可知,栅射极寄生电容CGE不仅仅影响导通延时,而且影响集电极变化率。

2 栅射极并联电容对IGBT开通过程的影响

2.1 GE端子直接并联电容模式

常见的栅射极并联电容主要是2种方式,一种是通过适配板直接并联在栅射极GE的端子上,一种是直接在驱动板上GE接线端子上并联电容,GE端子并联电容模式IGBT开通过程如图2所示。对于第一种情况,由于外接电容直接并联在模块GE端子两侧,IGBT模块驱动简化电路如图2(a)所示。

GE端子并联电容模式的IGBT开通主要波形如图2(b)所示。由图2(b)所知,其开通过程也分为4个阶段,与无并联电容模式比较,其主要影响开通过程的前2个阶段:

图2 GE端子并联电容模式IGBT开通过程

阶段一[t0~t1],栅极电压由驱动负电压Vee升为开通阈值电压VGE(th),此时集电极电流为0,因此栅极电流iG仅仅给给寄生电感Lg与栅射极等效电容CGE-Y充电,栅集极寄生电容CGC不参与充电过程,在t1时刻,栅极电压达到开通阈值电压VGE(th),由此可得关系式为式(8):

由式(8)可知,相比无并联电容模式而言,因为CGE-Y为栅射极寄生电容与外接电容并联,并联电容CGE-Y更大,因此该模式下开通延时更大。

阶段二[t1~t2],此阶段集电极电流iC由0增大,随着vCE电压降低,栅极电流iG给栅射极电容CGE-Y与栅集极电容CGC充电,栅极电流iG降低,栅极电压继续增大至密勒平台电压Vmiller。由式(6)可知,其他条件一定的情况下,输入电容越大,其集电极电流变化率越小,由于并联外接电容,所以输入电容变大,因此其集电极电流变化率相比无电容的模式减小。

通过对GE端子并联电容模式的IGBT开通过程的分析可知,并联电容实际上增大了IGBT的输入电容,最终导致开通延时增大,集电极电流变化变慢。

2.2 驱动板并联电容模式

相比无并联电容的模式而言,由于栅极引线电感的存在,当板卡上外接并联电容时,驱动板并联电容模式的IGBT开通过程如图3所示,图1(a)的简化电路变为如图3(a)所示的简化电路。

图3 驱动板并联电容模式IGBT开通过程

驱动板并联电容模式下的IGBT开通主要波形如图3(b)所示,与无电容模式比较,其主要影响开通的前2个阶段。

阶段一[t0~t1],因为CGE-Z的存在,栅极电流iG电流需要分出iC-Z用于电容CGE-Z的充电,对于阶段一,满足的关系为式(9):

式中:iC-Z为流过并联电容CGE-Z的电流。由式(9)可知,相比无电容的模式,流过IGBT模块的栅极电流iG变小。

在t1时刻,满足的关系为式(10):

由式(10)可知,其他条件不变的情况下,相比无并联电容情况,因为栅极电流iG变小,使得驱动板上并联电容模式的导通延时更大。

阶段二[t1~t2],忽略Lg上的压降,简化公式可得式(11):

由式(11)所知,相比无并联电容的情况,因为iC-Z分流的原因使得集电极电流变化率dic/dt变小。

通过对驱动板并联电容模式的IGBT开通过程的分析可知,并联电容并不影响IGBT模块的输入电容,主要通过将栅极电流分流导致延时增大,集电极电流变化更慢。

3 试验结果

搭建了适用于中高压IGBT测试的双脉冲测试台,自主设计了适用于中高压测试的驱动器,测试条件:输入电压Vin=1 800 V,集电极电流IC=1 500 A,可调电感设置为150μH。驱动板参数:导通电阻Ron=0.75Ω,Roff=3.2Ω,外接电容CGE=330 nF,试验所选用的门控线均保持一致。

在同等测试条件下不同模式开通过程对比图如图4所示,无栅射极电容与在模块GE端子上直接并联电容模式对比图如图4(a)所示,由图4(a)可知,模块GE端子上直接并联电容的开通延时td(on)更小,集电极电流变化率dic/dt更低,与理论分析一致;无栅射极电容与在驱动板并联电容模式对比图如图4(b)所示,由图4(b)可知,驱动板并联电容模式的开通延时td(on)更小,集电极电流变化率dic/dt更低,与理论分析一致。

图4 开通过程对比图

在同等测试条件下,无栅射极电容、模块GE端子直接并联电容、驱动板并联电容3种模式下的开通过程主要波形如图5所示。栅极电流对比如图5(a)所示,驱动板并联电容模式因为并联电容的分流导致栅极电流整体变低,进而影响了集电极电流变化率,而模块GE端子上并联电容模式增大了输入电容,使得栅极电流给输入电容充电的过程变缓,进而影响了集电极电流变化率,如图5(b)所示,2种模式对集电极电流变化率影响的原理是不一致的。

图5 3种模式下开通过程主要波形对比

3种模式下开通测试数据见表1,由测试数据可知,GE端子并联电容模式能显著降低集电极电流变化率dic/dt,驱动板并联电容模式虽然能降低集电极电流变化率,但是降低不明显,且开通损耗增加过大,因此在损耗要求高的场合,应尽量采用GE端子并联电容的模式。

表1 3种模式下开通测试数据

4 结束语

文中详细分析了并联栅射极电容2种模式对IGBT模块开通过程的影响,指出2种模式对集电极电流变化率影响的原理是不一致的。相比无栅射极电容的模式而言,GE端子并联电容模式与驱动板并联电容模式均能导致导通延时增加,集电极电流变化率降低,但是GE端子并联电容模式能显著降低集电极电流变化率,驱动板并联电容模式虽然能降低集电极电流变化率,但是降低不明显,且会大幅度增加开通损耗。最后搭建了双脉冲试验台,通过试验验证了分析的正确性。

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