一种基于GaN器件的H5型光伏并网逆变器

2021-06-17蒋志林杨安姜岩峰

电子制作 2021年5期

蒋志林，杨安，姜岩峰

（江南大学电子工程系物联网技术应用教育部工程研究中心，江苏无锡，214122)

0 引言

随着新能源产业的快速发展，近年来光伏发电产业的规模越来越大。分布式光伏发电遵循因地制宜、分散布局、就近利用的原则，具有环保安全的优点，是家庭式光伏发电系统的首选[1-3]。但通常光伏模块输出直流低压，一般需通过DC-DC升压到310 V-400 V后，再通过DC-AC的SPWM调制逆变为220 V正弦交流电[4-5]。

本文提出了一种关键开关使用GaN功率器件的H5型逆变器，作为两级式微型光伏并网逆变器的后级，其拓扑与传统带交流旁路的全桥逆变结构类似。如表1所示，GaN功率器件与大功率绝缘栅双极型晶体管(IGBT)相比，其工作频率更高，导通电阻Rds更小，输出电容更小，上升下降延时也更小[6-7]。此外，GaN-FET不存在反并联二极管，完全对称的物理结构使其源漏可以对调，在合适的栅压下能反向导通[8-10]。

传统带交流旁路的全桥逆变拓扑如图1所示，其大多使用双极性调制，逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断[11-12]。传统全桥拓扑在交流侧增加了2个带反向二极管的IGBT串联形成双向续流支路，使得桥臂4个开关都关断时S5和S6交替导通。如图2所示，本文拓扑以一个GaN功率器件代替A、B点间两个IGBT及其自带的反向二极管，使得续流回路与直流侧隔开，既简化了结构也抑制了输出共模电流。在半个调制周期中，一侧桥臂的两个逆变开关中仅有一个开关按脉冲的规律工作，另一个完全截止，减少H桥整体的开关次数从而降低损耗。

图1 传统带交流旁路的全桥逆变拓扑

图2 基于GaN器件的H5型光伏并网逆变器

本文首先论述了新型拓扑的工作原理，然后进行了理论推导并仿真，得出的结果证明该拓扑具有优良特性。

1 工作原理分析

考虑死区时间，本文拓扑中受SPWM调制的各功率管的驱动脉冲波如图3所示,与之对应的6种模式如图4所示，其中前3种模式的调制波在正半周期，后3种模式的调制波在负半周期。该拓扑中H桥臂上开关管均不导通时，电感电流续流方式有2种:GaN导通时通过连接A、B点近似短接续流；处于GaN导通前后短暂的死区时通过H桥IGBT自带的反向二极管续流（S1、S4为一组，S2、S3为另一组）：

图3 本文拓扑的各功率管驱动波形

（1）模式1：如图4(a)中[t0t1]段所示，在载波小于调制波时，开关管S1、S4导通，S2、S3及GaN关断，并网电流途经S1、L1、低通滤波器、负载、L2、S4（图中虚线部分）。此时VAO=VDC，VBO= 0，则桥臂瞬时输出电压VAB=(VAOVBO)/2=0.5VDC，共模电压VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（2）模式2：如图4(b)中[t1t2]和[t3t4]段所示，S1、S2、S3、S4均关断，GaN开关在切换状态的死区时间段内还未导通，并网电流途经L1、低通滤波器、负载、L2、S4和S2的反向二极管。此时VAO=0，VBO= VDC，则VAB=(VAOVBO)/2=-0.5VDC，共模电压VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（3）模式 3：如图 4(c)中 [t2t3]段所示，S1、S2、S3、S4均关断，GaN导通，并网电流途经L1、低通滤波器、负载、L2、GaN。此时 VAO=0.5VDC，VBO= 0.5VDC，则VAB=(VAO-VBO)/2=0，共模电压VCM=(VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（4）模式4：如图4(d)中[t5t6]段所示，在载波幅值小于调制波时， S2、S3导通，S1、S4和GaN关断，并网电流途经S1、L1、低通滤波器、负载、L2、S4（图中虚线部分）。此时VBO=VDC，VAO= 0，则桥臂瞬时输出电压VAB=(VAOVBO)/2=-0.5VDC，共模电压VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（5）模式5：如图4(e)中[t6t7]和[t8t9]段所示，S1、S2、S3、S4均关断，GaN开关在切换状态的死区时间段内还未导通，并网电流途经L1、低通滤波器、负载、L2、S4和S2的反向二极管。此时VAO=0，VBO= VDC，则VAB=(VAOVBO)/2=0.5VDC，共模电压VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

（6）模式 6：如图 4(f)中 [t7t8]段所示，S1、S2、S3、S4均关断，GaN反向导通，并网电流途经L1、低通滤波器、负载、L2、GaN。此时VAO=0.5VDC，VBO= 0.5VDC，则VAB=(VAO-VBO)/2=0，共模电压VCM=( VBO+VAO)/2=0.5VDC。

图4 基于GaN的H5型逆变器的6种模式

综合6种模式易得理论上该拓扑输出的共模电压维持在0.5VDC不变，从而能很好的抑制光伏逆变系统并网时共模电流的影响。

2 控制回路的设计

并网逆变器基于SPWM的电压电流双环控制策略[13-15]如图5所示，其中外环为瞬态电压反馈环，测量Vac的相位参数，通过PLL模块得到的sinθ乘以光伏直流输入电压VDC与VREF相差而得的Im信号，生成电流内环基准Im·sinθ；内环为电流反馈环，采样得滤波电感的电流瞬时值，其与电流基准相减产生的反馈信号输入到控制芯片中。最后经控制芯片一系列处理后输出相应的SPWM调制波与GaN驱动信号。

图5 本文拓扑电压电流双环控制策略

该控制策略采用电感电流作为内环，可以限制输出电流的大小，输出短路时输出电流也会被限定在安全的电流值，具有逆变器过载保护功能。

■2.1 控制参数的设计

忽略电路中滤波电感和电容的寄生电阻，结合控制策略得出控制框图如图6所示，其中直流母线电压为VDC，负载阻抗为Rload，滤波电感为L=L1+L2，滤波电容为C2，内环电流检测放大系数为K，外环电压检测系数分别为KDC与KAC，PWM环节等效增益为KPWM。电压与给定参考信号相比较，得到的误差信号经外环PI调节器，其输出作为内环参考电流信号。

图6 电网电压前馈条件下本文拓扑控制框图

忽略光伏电压扰动的影响，电流内环的闭环传递函数为：

电压内环的闭环传递函数为：

在公式（2）中代入GI(s)的值，假设电压反馈系数KU=0.01，输出负载Rload=150 Ω，输出电容值C2=1 μF。可得系统转折角频率为1/RC=6666 rad/s，取PI环节的转折角频率为7850rad/s，穿越角频率为15700rad/s，可得：

对(3)和(4)进行求解得KI=22042.8，KP=1.404。将以上的已知量代入公式(2)得系统整体的传递函数为：

■2.2 控制芯片和驱动芯片的选取及外围电路设计

根据PI双环控制原理设计出具体电路图如图7所示，选用质优价廉的EG002驱动板，该板以EG8010作为SPWM调制芯片（EG8010既可以双极性调制也可以单极性调制），以两个IR2110芯片作为H桥驱动（输出S1、S2、S3、S4的驱动信号）。为了完成模式3与模式6，将S1和S2的驱动信号输入或非门，生成的脉冲波经UCC27611加入死区时间后即可得GaN的驱动信号。

图7 本文拓扑电路原理图

■2.3 拓扑损耗分析

基于第一章电路工作模式对本文SPWM控制下的H5型逆变器进行损耗分析, 主要由三部分组成：

（1）四个高频IGBT开关管损耗PlossH，可得PlossH=PonH+PcondH+PoffH,这3个量分别对应其开通损耗，通态损耗和关断损耗，计算公式如下：

（2）GaN器件的损耗与四个IGBT管类似，不同的是其上升延时tr和下降延时tf都仅为IRF840的10%，且导通电阻RDS.on仅为IRF840的5.9%[16]。故理论上在续流支路中，GaN带来的开关损耗会较传统带交流旁路的全桥逆变拓扑中2个IGBT减小90%左右。

（3）电感损耗PlossL是由磁芯损耗Pcore和线圈损耗PCU两部分构成，由于磁芯损耗与磁通密度BAC呈函数关系[17]（查表即可通过BAC的值获得磁芯损耗），即Pcore=f（BAC），而BAC计算公式如下：

式中N为线圈匝数，ΔI为输出负载上的电流纹波，μr为相对磁导率，Lg为磁路长度。

综上本文拓扑与传统带交流旁路的全桥逆变相比，在桥臂开关管损耗和电感损耗基本不变的情况下，极大的减小了续流环节的开关损耗。

3 Pspice仿真结果与分析

参照上节原理图在orcad Pspice平台搭建一个母线电压为360V（考虑到IGBT和滤波电感上的寄生电阻会分担一部分电压）的微型并网逆变发电器的仿真模型，其关键参数如表2所示。

表2 仿真关键参数

分别对传统带交流旁路的H6型逆变器和本文基于GaN的H5型拓扑进行仿真得图8，由于GaN导通电阻远小于两个反向并联的IGBT管的，工频周期内两者VCM和ICM有波动的时间长短虽会不同，但共模电流变化范围都在14mA以内，可知两拓扑均可有效减小共模电流的影响。当输出电压稳定在220 V交流时，分别测量两拓扑中流过直流电源电流的有效值，可算得传统带交流旁路的H6型逆变拓扑的能量效率为95.2%，而本文新型拓扑的能量效率可达96%，提高了0.8%。