一种单相双模式高效双Buck 逆变器的研究

2021-06-14胡志杰

电子设计工程 2021年10期

胡志杰，傅强

（青岛大学电气工程学院，山东青岛 266071）

当今世界，人类各方面的发展步入了高速阶段，能源供应是人类发展至关重要的基础[1]。传统化石能源储量有限，不能满足人类社会可持续发展对能源的需求量，新型可再生能源的开发利用成为当务之急[2]。太阳能是新能源中的典型代表，太阳能发电是太阳能应用的主流途径，其技术发展比较成熟[3]。光伏逆变器是太阳能发电装置中的核心环节，它的性能影响着整个系统的安全性、可靠性[4]。

光伏电池板能量输出极其不稳定，其输出电压、电流变换范围较宽。在光伏逆变器的发展初期，较为实用的单级全桥逆变器属于Buck 型变换器，其输出电压较低。为提高其输出电压，将Boost 直流升压变换器与全桥逆变器进行级联，产生了常规的两级式升压逆变器，这能够解决输出电压过低的问题。但这种逆变器的功率开关工作在高频状态，直流输入侧与输出侧的地端之间存在高频共模电压，而光伏电池板本身存在对地寄生电容，因此会形成漏电流[5]，降低了系统的效率和安全性。目前，比较有效的解决方案包括加入隔离变压器、在直流侧增加一个或者两个功率开关管，形成H5和H6桥逆变器。但是加入隔离变压器会降低系统发电效率，增大逆变器体积和成本。H5和H6桥逆变器只能降压逆变，会导致电压不足，于是产生了将Boost 变换器与H5、H6 桥级联的两级式逆变器，既有效抑制了漏电流，又提高了逆变器的输入电压，但这种方案电路内的开关管均工作在高频状态，使系统的开关损耗增加[6-7]。

文中研究了一种无变压器且能有效抑制漏电流的双模式双Buck 逆变拓扑。该拓扑结构既能实现升压逆变功能，又能降低开关管的工作频率，从而减小损耗，提高系统效率，并且不存在漏电流问题，可应用于光伏、风电新生能源发电系统。

1 拓扑结构和工作过程分析

1.1 拓扑结构

所研究的无漏电流的高效双模式双Buck 逆变电路拓扑结构如图1 所示。

图1 双模式双Buck逆变电路拓扑

该逆变拓扑采用两级式结构，前级为DC-DC Boost 变换电路，后级为全桥双Buck 逆变电路，输出滤波采用LCL 滤波器[8]。该电路拓扑具有两种工作状态：1）前级不工作，通过旁路二极管D1为后级逆变电路直接供电；2）两级均工作，此时前级升压，开关管S0工作在高频状态，后级全桥双Buck 电路相当于周波变换器，开关管工作在工频状态[9-10]。

1.2 工作原理

所提出的无漏电流高效双Buck 逆变拓扑实现了直流升压与逆变功能。在一个开关周期内，共有8种开关状态。图2所示为一个开关周期内的开关时序。

图2 系统一周期内开关时序

以下对于两级全桥双Buck 逆变拓扑的分析均建立在理想情况下，电感工作在电流断续(DCM)模式。

系统正负半周期各有4 种开关状态，两组Buck单元分别在正负半周期内为负载供电，前级视输入电压大小改变，负半周期与正半周期开关状态类似，不再赘述。图3 所示为正半周期的电路开关状态。

开关状态1：如图3（a）所示，S1、SP导通，S0、S2、SN截止，光伏电池板直接向逆变器供电，同时为电容C2充电。逆变器工作在正半周期，S1处于高频开关，SP半周期常开，稳态时满足以下关系：

开关状态2：如图3（b）所示，SP开通，S0、S1、S2、SN截止，逆变器通过D3续流，电感L2电流下降，稳态时满足以下关系：

图3 电路的开关状态

开关状态3：如图3（c）所示，S0、S1、SP导通，S2、SN截止，在此状态下，前级Boost 的升压电感充电，后级逆变电路由电容C2正向供电，稳态时满足以下关系：

开关状态4：如图3（d）所示，此时S1、SP导通，S0、S2、SN截止，光伏阵列经Boost 变换器向全桥双Buck逆变器供电，电容C2充电。S1、SP以50 Hz 的频率开通关断，稳态时满足以下关系：

通过一个周期内的各个模态方程，加之对应的模态时间，利用伏秒平衡原理可求得逆变器在单周期的状态平均值，通过单周期内的平均值和状态平均值可得到电压增益公式，如下：

其中，m为调制比，f为开关频率。

所以该两级式拓扑既能实现升压逆变功能，又不会产生对地漏电流，而且两种工作模式的转换减少了开关管的开关次数，使整个系统更加高效可靠。

2 控制策略与补偿网络设计准则

文中对所提逆变拓扑使用单极性SPWM 调制技术对开关管进行驱动[11-12]。单周期内，开关管S0在光伏电池供电电压不足时处于高频开关状态，即前级升压电路工作，而光伏电池本身电压足够时，S0处于常关状态；S1和S2工作状态互补，分别对应于工频周期的正半周和负半周。前级工作时，两开关分别在各自的半周期内常开；前级不工作时，两开关分别在各自的半周期内高频工作；SP与SN在一周期内互补导通。采用电压外环与电流内环闭环控制[13-14]输出电压。控制框图如图4 所示，其中补偿部分采用PID补偿，图5 所示为PID 补偿算法电路图。

图5 PID补偿算法电路图

图4 系统整体控制框图

PID 补偿的函数为：

由上述公式可得闭环补偿存在两个极点，分别为：

由上述公式可得闭环补偿存在两个零点，分别为：

设置开关频率为40 kHz，PID 补偿后的截至频率为开关频率的0.1 倍，期望相位裕度设为45°，期望幅值裕度设为10 dB，最大超前角为67°，可得：

将PID 补偿中积分补偿角速度设为100 rad/s，可得PID 补偿函数如下：

其中，K为增益补偿。

设图5 中R2=10 kΩ，可由式（6）和式（10）求得其他参数。

3 仿真验证

文中搭建了基于PSIM 仿真软件的双模式单相双Buck 电路模型[15-16]。仿真各项参数如下：输入电压100 V，输出电压AC220V，输入滤波电容100 μF,升压电感30 μH，直流母线电容100 μF，输出滤波电感1 mH，输出滤波电容30 μF，负载为纯阻性负载。各开关管驱动波形如图6 所示，S0仅在需要升压时高频工作，S1、SP与S2、SN正负半周互补工作，在不需要升压时高频工作。仿真输出电压电流波形如图7 所示，输出电压总谐波畸变率约为4%。直流母线电压波形如图8 所示。