基于BP6562芯片的双Boost无桥功率因数校正设计

2021-05-25冯仕胜

通信电源技术 2021年23期

冯仕胜

（上海晶丰明源半导体股份有限公司，上海 201210）

0 引言

有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，APFC）因可以有效降低电流畸变对电网造成的谐波污染，所以在电源中被广泛应用。Boost电路因具有开关峰值电流小、驱动控制简单、功率因数高以及总谐波失真（Total Harmonic Distortion，THD）低等优点，是功率因数校正的首选电路。传统功率因数校正电路中，整流桥的通态损耗限制了在大功率及低压输入场合效率的提升[1]。

双Boost无桥功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）电路与传统有桥PFC相比，任何时刻都可以减少一半的通态损耗，在大功率及低压输入场合效率提升明显。双Boost无桥PFC控制电路简单，无需采用电流互感器做电流检测，只需一个脉宽调制信号（Pulse Width Modulation，PWM）即可驱动两个开关管实现电路的正常工作[2]。

1 双Boost无桥PFC电路基本工作原理

1.1 基本拓扑电路

双Boost无桥PFC电路拓扑如图1所示，由两个独立Boost电感、两颗金属氧化物半导体场效应晶体管（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET）以及4颗二极管组成，其中D1和D2为快恢复二极管，D3和D4为普通二极管，D5和D6为Q1与Q2的体二极管。

图1 双BOOST无桥PFC电路拓扑

1.2 基本工作原理

在电源正半周，当Q1导通时，电流有两条路径，如图2所示。一是电流经过L1、Q1、D4到电源输入端；二是电流经过L1、Q1、D6、L2到电源输入端，此时为L1储能阶段。

图2 正半周Q1导通时电流通路

当Q1关断时，电流有两条路径，如图3所示。一是电流经过L1、D1、CE1、RL、D4到电源输入端；二是电流经过L1、D1、CE1、RL、D6、L2到电源输入端，此时为L1放电阶段。

图3 正半周Q1关断时电流通路

在电源负半周，当Q2导通时，电流有两条路径，如图4所示。一是电流经过L2、Q2、D3到电源输入端；二是电流经过L2、Q2、D5、L1到电源输入端，此时为L2储能阶段。

图4 负半周Q2导通时电流通路

当Q2关断时，电流有两条路径，如图5所示。一是电流经过L2、D2、CE1、RL、D3到电源输入端；二是电流经过L2、D2、CE1、RL、D5、L1到电源输入端，此时为L2放电阶段。

图5 负半周Q2关断时电流通路

如图1所示，电路中D3和D4两颗低频二极管的阴极与输入电源直接相连，保证在输入电源全周期内，不论Q1和Q2导通还是关断，整个工作过程中的输出端都可通过D3和D4与输入电源形成电流路径，因而该电路能有效减小共模干扰。同时电路中两颗MOS管的源极与主电路的地相连（共地），驱动控制电路简单[3]。主要缺点是功率电感的利用率不高，每个电感只在半个工频周期内工作。

2 原理图和典型工作波形

2.1 原理图

BP6562双Boost无桥PFC原理如图6所示，其中功率电感采用两颗PQ2620、控制芯片采用BP6562、输出电容采用两颗82μF/450 V并联、二极管采用两颗HFD10G60D（10 A/600 V超快恢复二极管）并联、开关管采用英飞凌6R125P6。图1中的二极管D3和D4在实际应用中共用图6中整流桥GBL10的两颗二极管[4,5]。该整流桥具有把输入电源电压做整流，通过电阻分压给BP6562芯片的MULT脚做输入电压检测以及给芯片VCC提供启动电压的作用。电源输入端采用两级共模和一级差模做电磁干扰（Electromagnetic Interference，EMI）滤波。

图6 采用BP6562双Boost无桥PFC原理

考虑到最低输入电压时开关频率不能低于音频（20 kHz），并留有余量，开关频率fmin取30 kHz，功率电感的计算公式为：

式中，L为功率电感的电感量；UIN为输入电压；U0为输出电压；Pi为输入功率；fmin为最小开关频率。

本电源为交流90～265 V输入，UIN取最低电压为90 V，U0为413 V，最大输出功率Po为500 W。效率η最低按照94%计算，输入功率为：

将上述参数代入式（2）得Pi为531.9 W，取整为532 W。则根据式（1）计算电感量为0.175 mH，实际电感量取0.18 mH。

2.2 典型工作波形

输入电源上电后，经整流桥GBL10通过R4、R5对VCC电容C3和CE3充电，当VCC电压达到芯片开启阈值时，若INV脚为高电平，则芯片内部控制电路开始工作，COMP电压逐渐上升，BP6562的GD脚开始输出驱动信号。L4、Q1和L5、Q2在每个工频周期轮流工作，实现良好的输入电流与输入电压的相位跟随，达到高功率因数（Power Factor，PF）、低THD和高效率的目的[6]。

输入为120 V交流电时，Q1、Q2的开关波形及输入电压波形Uin、输入电流波形Iin如图7所示。

图7 输入为120 V交流电时对应的开关波形及输入电压、输入电流波形

输入为230 V交流电时，Q1、Q2的开关波形及输入电压波形Uin、输入电流波形Iin如图8所示。

图8 输入为230 V交流电时对应的开关波形及输入电压、输入电流波形

输入为230 V交流电时，PWM波形、Q1、Q2开关波形以及Uout波形如图9所示。其中PWM为芯片的驱动波形，Uout为输出电压波形。通过波形可知，同一个PWM驱动信号，在输入电源正负半周，开关管Q1、Q2交替半周工作，功率电感L4、L5也是交替工作。这样在一个工频周期内每一组开关管和功率电感只有半个工频周期工作，有利于功率器件的散热设计，不足之处在于功率电感利用率降低，需要两颗独立功率电感[7,8]。

图9 输入为230 V交流电时对应的PWM、Q1、Q2开关波形以及Uout波形

因为两颗MOS交替工作，所以源极采用共用CS电阻设计，这样方便芯片做电流采样。输入为120 V交流电时，PWM波形、Q1、Q2开关波形以及CS波形如图10所示，其中CS波形为CS电阻上的电压波形。输入为230 V交流电时，PWM波形、Q1、Q2开关波形以及CS波形如图11所示。BP6562控制双Boost无桥PFC的两颗开关MOS交替工作在临界导通模式（Critical Conduction Mode，BCM），功率二极管工作在零电流关断，不存在反向恢复损耗，可以省一半整流桥的损耗，轻松实现高效率[9,10]。