基于GaN 的输入谐波控制射频功率放大器设计

邵煜伟，陶洪琪

(南京电子器件研究所 微波毫米波单片集成和模块电路重点实验室，江苏 南京 210016)

0 引言

随着电子通信技术的不断发展，谐波控制射频功率放大器由于其高效率的特性广泛应用于航天雷达等领域中。谐波控制是目前提高功放效率的重要技术之一。

由于射频功率放大器可以看成一个能量转换器，为了提高功率放大器的工作效率，必须减小晶体管的自身损耗[1]，即令Pdiss=0，如式(1)所示：

传统的功率放大器是通过减小导通角来减小管耗，进而提升其效率。可以通过进一步控制谐波，使放大器自身的电压电流波形在一个周期上相互交错开，从而减小晶体管的损耗以提高功率放大器的效率。比如F 类功率放大器就是通过调节负载谐波阻抗使其在偶次谐波短路，奇次谐波开路，从而形成没有交叠的方波电压波形和半正弦波电流波形[2]。常见的高效率功率放大器有E/逆E 类[3]、B[4]/J[5]类、F/逆F 类和S[6]类等。

这些年以来，谐波控制类功放相关的研究愈发得到重视，研究成果众多。2014 年，NIKANDISH G 设计了一款双频F 类功放，工作在5 GHz 和12 GHz，附加效率分别为58%和51%，对应的输出功率为28 dBm 和26.7 dBm[7]。2017年，MOHADESK-ASAEI S A 设计了一款高效率、高线性的J 类功率放大器，其工作于1.6～2.6 GHz，使用了源阻抗与器件的输入阻抗共轭匹配，输出功率为38～39.9 dBm，效率为60%～73%[8]。2020 年，Liu Guohua 设计了一种使二次谐波和三次谐波宽带相匹配的新型宽带F 类功率放大器，其工作于1.5～2.6 GHz，饱和输出功率为10 W，漏极效率为60%～80%[9]。从目前的情况来看，在功率放大器的设计中，谐波控制技术是一项非常重要的技术[10]，但是仍然有不少的提升空间。

本文通过理论分析、负载牵引仿真、大信号仿真和电路设计验证等几个步骤，定性地分析了功放设计过程中输入谐波控制的必要性，同时实现了输入谐波控制理论在X 波段MMIC 功率放大器设计中的应用[11]。

1 原理分析

不同的输出电压电流波形能够使放大器工作时产生不同量的耗散功率。耗散功率越小，功率放大器能量转化能力就越强。谐波控制类放大器便是通过对谐波分量的控制，来获得最佳波形，以提升效率[12]。

就实际器件来说，存在着反馈电容，由于其非线性因素的影响，功放输出电路特性将受制于输入电路特性，即输入谐波成分是决定输出波形的关键因素。所以在谐波类功放设计中，控制输入谐波阻抗也将是很有必要的。工作在电流源模式下的FET 器件等效电路示意图见图1[13]。

图1 FET 等效电路

当电路处于B 类状态下时，i(θ)为[14]：

其中，σ0～σ5代表的都是电压系数。同时，栅-源电压波形函数Vgs(θ)为:

其中，Vgs0和Vgs1分别是直流电源和基频电压幅度。

以此为基础可推导出式(4)～式(7)：

然后，将具有初始振幅Vgs2和相位为φ2的二次谐波电压分量添加到晶体管的输入节点。这种情况下的栅极电压最终可以表示为:

再将式(2)与式(8)相联系，可以得出输入二次谐波电流分量为：

可以看出，由于在晶体管的输入节点处存在二次谐波电压，因此产生了更高的谐波电流分量。

而电路的漏级电压可以写成：

其中，VDC和Vk分别是直流电源电压和膝点电压。而通过负载阻抗牵引调节电路二次谐波的负载阻抗，就可以针对电流谐波含量进行适当的修改，以减小更高的谐波电流分量带来的影响。

2 功放设计

本文中使用的是南京电子器件研究所的GaN 0.25 μm工艺HEMT 器件，晶体管总栅宽为960 μm(4×4×60 μm)。本文选取的栅压为-2.7 V，漏压为28 V。

射频功率放大器的设计离不开ADS 的仿真[15]，负载阻抗牵引作为一种重要的方法，该方法可以在保证输入阻抗匹配的同时，通过不断变化负载阻抗，同时找到有源器件输出功率最大的输出阻抗和效率最高的输出阻抗，本文选取的为效率最高的输出阻抗。

功放的输出功率主要取决于有源器件的负载阻抗：通过改变负载阻抗的值来获得功放不同的性能叫做负载阻抗牵引；同理改变源阻抗的值来获得功放不同的性能叫做源阻抗牵引。计算机技术的进步和微波EDA 技术的发展，利用ADS 仿真软件来实现负载牵引无疑是一种非常便捷的选择。

在做负载牵引仿真时，先得到相应的最佳负载阻抗点，再将这些最佳负载阻抗点带入对应的源牵引仿真，可以得到器件的源阻抗点。之后再以迭代的方式得出最终的最佳负载阻抗点。图2 和图3 以10 GHz 为例展示了负载牵引的结果，m1 为最佳的基波阻抗点。

输入谐波控制电路设计最重要的是找到最佳的输入谐波阻抗。功放的效率会随着输入谐波阻抗的不同而产生相应的差异。

图2 4×4×60 μm 管芯10 GHz 基波负载牵引仿真结果

图3 4×4×60 μm 管芯10 GHz 基波源牵引仿真结果

以相同的方法可以得出8～12 GHz 最佳负载阻抗点，如表1 所示。

表1 8～12 GHz 最佳负载阻抗点

同时，效率对输入二次谐波阻抗相位较为敏感。这也提醒我们需要精细地调节输入二次谐波阻抗相位。通过牵引仿真得到了最佳的输入二次谐波阻抗值，接着加以实现。图4 以10 GHz 为例展示了最佳的基频、二次、三次谐波阻抗相位点。

图4 4×4×60 μm 管芯10 GHz 二次谐波牵引测试结果

输出匹配网络(OMN)采用了LC 匹配的方式，但是由于衬底的介电常数较大，导致了输出匹配网络的损耗较大，在9～12 GHz 范围内，输出匹配网络有0.55 dB 的损耗,如图5 所示。

图5 输出匹配网络(OMN)损耗

输入匹配网络(IMN)则是在多谐波负载牵引的基础上，在不同位置添加了三个输入谐波控制枝节电路，分别位于图6 中的1、2、3 处。

图6 射频功率放大器芯片版图照片

利用二次谐波控制枝节，可以达到提高射频功率放大器效率的目的；同时RC 并联电路则可以提高该电路的稳定性。其中，二次谐波控制枝节可以有效减小输入二次谐波所造成的影响。整体的射频功率放大器采用了电抗匹配方式。

3 结果分析

为了验证前面的分析，设计了X 波段单级MMIC 功放，芯片尺寸2.4 mm×2.8 mm。芯片图如图7 所示。

图7 射频功率放大器芯片实物照片

该射频功率放大器芯片的PAE 如图8 所示。由图可知，该功率放大器在二次谐波控制枝节的帮助(PAE1)，和未添加二次谐波控制枝节(PAE2)的时候相比，功率附加效率提升了3%～10%。

图8 射频功放芯片的功率附加效率

而该射频功率放大器芯片的输出功率则如图9 所示，可以看出，在频带范围内，该功放有最大38.3 dBm的输出功率。

同理，该单级射频功率放大器芯片的功率增益如图10所示，在频带范围内，该功放有最大9.3 dB 的增益。

根据负载牵引的仿真结果，可以证明设计的功放在9.2 GHz～11.3 GHz 范围内因为谐波控制而实现了效率提升，在10.6 GHz 处达到最佳，且输入驻波小于2。

4 结论

本文研究了利用输入谐波控制提高射频功率放大器的效率，通过谐波负载牵引对南京电子器件研究所的0.25 μm GaN HEMT 器件进行负载牵引仿真，并以此数据设计了一款单级X 波段射频功率放大器，在9.2 GHz～11.3 GHz 范围内PAE 最高可达52.88%。

图9 射频功放芯片的输出功率

图10 射频功放芯片的增益

同时，在后续的研究中，为了提高负载牵引对晶体管的精度，可以使用基于神经网络的DynaFET Model 技术，以取得更好的结果。