应用于电推进系统的宽输入电压范围高压电源研究*

施凯敏 ，张东来 ，王子才 ，张 华 ，吕文琪

(1.哈尔滨工业大学 航天学院，黑龙江 哈尔滨150001；2.深圳航天科技创新研究院电力电子所，广东 深圳518057；3.哈尔滨工业大学(深圳) 机电工程与自动化学院，广东 深圳518055)

0 引言

电推进具有比冲高、寿命长及转换效率较高等优点，因此应用电推进可大大减少推进剂携带量，增加航天器有效载荷，降低发射成本。因此，采用电推进是未来航天器发展的必然趋势[1]。 氙离子电推进及霍尔电推进是国际上航天器目前最广泛采用的电推进方式[2]。

电推进系统一般由电推进电源系统(Power Processing Unit，PPU)、推进贮供系统及推力器组成，其中PPU 在电推进系统中的地位十分重要。 典型的氙离子PPU 由屏栅电源、加速电源、阳极电源、阴极加热电源、阴极点火电源、阴极触持电源、中和器加热电源、中和器触持及中和器点火电源组成，其中屏栅电源功率占氙离子PPU总功率的80%以上，稳态输出电压在1 000 V 以上。 典型的霍尔PPU 由阳极电源、阴极点火电源、阴极触持电源及阴极加热电源组成，其中阳极电源功率占霍尔PPU总功率的90%以上，稳态输出电压在300 V 以上[3]。 因此屏栅电源及阳极电源这类大功率高压输出电源是目前氙离子电推进系统的核心部件，是目前国内外学者研究的重点与难点[4]。

日本三菱公司针对200 mN 及250 mN 量级霍尔PPU的阳极电源采用了两个功率变换器组合使用的方式实现升压大功率变换[5]，其中两个功率变换器的原边全桥逆变部分并联输入，副边倍流整流部分串联输出。 该拓扑具有输出电压范围较宽、输出二极管应力小等特点。 NASA 研制的千瓦量级霍尔PPU 阳极电源拓扑结构采用了较为成熟的移相全桥拓扑，该拓扑能够在较宽的负载范围内实现零电压开通，从而使开关损耗较小，同时还可以改善EMC 特性[6]。NASA 格林研究中心针对5～10 kW 量级离子电推进中屏栅电源宽输出电压范围的需求，提出了移相/PWM 混合控制双全桥拓扑[7]。 该拓扑原边包含两个并联的全桥功率变换，通过对原边开关管的开关控制可使副边的六个整流二极管工作在并联或串联的方式。该拓扑具有软开关、宽输入输出电压变化范围的特点。 针对AlphaBus 卫星平台及高效多级等离子体推力器对PPU 的电性能需求，德国Astrium 公司提出了一种平顶谐振拓扑结构[8]。 该拓扑较适用于输入输出电压都相对固定的场合，同时由于主功率变压器上的电流为方波，电流有效值较小，导通损耗较低，且变换器开关频率较低，因此该拓扑具有效率高、开关管应力低、易于并联等特点。

由以上可以看出，单级全桥拓扑以其功率变压器磁芯利用率高、开关管电压和电流应力小及结构简单等优点在目前的电推进电源系统中得到了广泛的应用。但是当电推进系统有多模式工作需求时，屏栅电源及阳极电源需具备宽输入输出电压范围工作能力，此时传统脉宽调制型全桥拓扑存在占空比变化范围大、 设备利用率低、体积大及效率低等问题[9-12]。 因此，本文提出了一种适用于宽输入输出电压范围的两级式功率拓扑，如图1所示。前级为两相反向耦合交错并联Boost 变换器，该变换器具有电感纹波小且效率较高等优点[13-15]，主要负责补偿输入母线电压及宽范围调节输出电压；而后级为工作于最优频率点的不控谐振拓扑，效率较高，主要负责高变比隔离升压。 该拓扑架构的主要优点为功能去耦，输入输出电压调节范围较宽。

图1 适用于宽输入输出电压范围的两级式功率拓扑

1 变换器特性

1.1 反向耦合交错并联Boost 变换器等效电感分析

图2 为反向耦合交错并联Boost 变换器原理图。 从图中可得：

图2 反向耦合交错并联Boost 变换器

式中L1和L2为耦合电感自感；M 为耦合电感互感；k 为耦合电感耦合系数。

假设耦合电感自感相等，即L1=L1=L，则式(1)可简化为：

当变换器工作于稳态时，变换器输入输出电压关系为：

图3 为交错并联Boost 变换器反向耦合电感电压电流波形。 从图中可以看出，变换器根据占空比小于或者大于0.5 可工作于两种状态。 根据图3 中耦合电感两端的电压波形、式(2)及式(3)可知交错并联Boost 变换器反向耦合电感在占空比D 小于0.5 或大于0.5 的等效电感相等，均如等式(4)所示。 两者唯一的不同是当D＜0.5时，耦合电感电流纹波由Leq1决定；而当D＞0.5 时，耦合电感电流纹波由Leq3决定。

由以上分析及图3 可得耦合电感纹波电流为：

图3 反向耦合电感典型波形

图4 等效电感归一化系数及耦合电感纹波电流随占空比D 变化曲线图

根据式(4)及式(5)可得在不同的耦合系数k 的情况下，等效电感归一化系数(Leq/L)及耦合电感纹波电流随占空比D 变化而变化的曲线，如图4 所示。从图中可以看出，当占空比D 小于0.5 时，等效电感随着占空比的增大而增大；当D 大于0.5 时，等效电感随着占空比增大而减小，且等效电感在D=0.5 时达到最大值，此时耦合电感纹波电流也处于极小值。 因此在设计耦合电感时应考虑将额定占空比设计在0.5 左右使纹波电流较小，减小开关管电流峰值及有效值，达到减小开关管损耗及提高效率的目的。 从图4 中还可以看到，随着耦合系数的增大，D=0.5 时的等效电感值也逐渐增大，但纹波电流并无明显的减小。 且由式(4)及图3 可知，变换器输入电流纹波随着耦合系数k 的增大而逐渐增大，从而提高了输入滤波器的纹波抑制要求。

1.2 耦合电感磁芯设计

假设耦合电感两绕组对称，匝数一样，电流相等，若耦合电感磁芯的窗口面积完全被利用，可得式(6)：

式中：ku为耦合电感填充系数；Wa为磁芯窗口面积；N为耦合电感匝数；J 为电流密度。

假设耦合电感采用环形粉芯磁性，则磁芯磁通强度B 为：

式中，le为磁路长度。

耦合电感两绕组平均电流相等，从式(7)可以看出，耦合电感磁芯直流磁通抵消，只有交流磁通，且由图3可知，磁芯交流磁通峰峰值ΔB 为：

式中，Δiin为交错Boost 变换器输入电流峰峰值。

由图3 可知交错Boost 变换器输入电流峰峰值由等效电感Leq2决定，则Δiin为：

耦合电感自感为：

联立式(6)～式(10)，可得磁芯面积需满足下式：

假设两级变换器总体效率为η，输出最大功率为Pomax，则式(11)可简化为：

由式(12)可知，当占空比D=0.5 时，耦合电感磁芯面积为最小值。因此，应在最恶劣情况设计耦合电感磁芯，即占空比在最大或者最小值时计算耦合电感面积。

1.3 定频LLC 变换器软开关条件分析

本文提出的两级式功率拓扑后级采用的是工作于谐振频率点的LLC 变换器，因此LLC 变换器原边主功率开关管软开关主要通过激磁电感电流实现。 当开关管关断时，激磁电感电流处于最大值，为：

式 中，ILm为 峰 值 激 磁 电 流；Lm为LLC 主 功率变压器激磁电感；vb为LLC 变换器输入母线电压；Tsr为LLC 变换器开关频率。

为使主功率开关管能够实现零电压开通，LLC 主功率变压器激磁电流需在死区时间内使主功率开关管漏源极电容及变压器寄生电容完全充放电：

式中，td为LLC 变换器原边开关管死区时间；Cso为开关管漏源极等效电容；CT为主功率变压器等效寄生电容。联立式(6)和式(7)，可得激磁电感需满足下式：

由式(8)可知，激磁电感取值不受负载及输入电压的影响， 即当激磁电感取值合理时，LLC 变换器主功率开关管能够在全负载范围内实现零电压开通。

2 实验结果分析

为验证所提出拓扑的特性，搭建了原理样机进行实验验证。 表1 给出了原理样机的主要系统参数。 本文所提出的两级式拓扑控制策略简图如图5 所示。从图中可以看出，该拓扑采用了双环控制策略，其中外环为总输出电压与Boost 输出电压外环，总输出电压外环负责补偿输入电压变化及宽范围调节输出电压，Boost 输出电压外环的作用为当负载短路等故障状态下限制Boost 变换器的最大输出电压。 总输出电压外环与Boost 输出限压外环的PID 输出信号经二极管取小后作为开关管峰值电流内环的给定。 同时为了防止发生次谐波振荡，开关管峰值电流反馈信号需与斜坡补偿信号求和后才能作为电流内环的反馈信号。

表1 原理样机参数

图5 两级式拓扑控制策略简图

图6 及图7 分别给出了当输出电压vo=1 000 V 及1 200 V 时，本文所提出的两级式拓扑在不同输入电压条件下的关键点波形图，其中vb为前级交错Boost 变换器输出电压，vo为输出电压，iL1及iL2为耦合电感电流波形。 从图中可以看出，当输入电压在23～30V 变化时，两级式拓扑输出电压都能够在1 000 ～1 200 V 范围内调整， 即两级式拓扑具备宽输入输出电压范围工作能力，较适用于有“多模式”工作需求的电推进系统。从图中还可以看出，当占空比D 越接近0.5 时，耦合电感电流峰峰值越小。

图6 当vo=1 000 V 时两级式拓扑在不同输入电压条件下的关键点波形

图7 当vo=1 200 V 时两级式拓扑在不同输入电压条件下的关键点波形

图8 当vo=1 200 V 时后级LLC 变换器在不同负载条件下的软开关波形

图9 当vo=1 000 V 时后级LLC 变换器在不同负载条件下的软开关波形

图8 及图9 分别给出了当输出电压vo=1 000 V 及1 200 V 时，后级LLC 变换器在不同负载条件下的软开关波形，其中vg6和vQ6分别为开关管Q6的栅极和漏源极电压，ir为谐振电感电流。 从图中可以看出LLC 变换器原边主功率开关管在全输出电压范围内都能实现较宽范围的软开关。 需要注意的是，当负载较轻时，LLC 变换器原边谐振电感电流ir畸变较为严重。 这是由于主功率高压变压器原副边匝比较大，寄生电容较大，由式(15)可知需较大的激磁电流才能使开关管实现软开关。当负载较轻时，激磁电流在原边谐振电容电流中占的比例较大，因而产生了较严重的畸变。

3 结论

本文提出了一种具备宽输入输出电压范围工作能力的两级式功率拓扑。该拓扑前级为反向耦合两相交错并联Boost 变换器，主要负责补偿输入母线电压及宽范围调节输出电压，同时反向耦合电感有效地降低了电感电流纹波；后级为工作于最优频率点的LLC 拓扑，主要负责高变比隔离升压，同时LLC 拓扑主功率开关管都能实现软开关，效率较高。 实验结果表明该拓扑适用于有“多模式”工作需求的电推进电源系统。