一种超宽带双极化阵列天线的设计

唐赢 梁仙灵 王堃 耿军平 金荣洪

（上海交通大学电子工程系，上海 200240）

引言

随着无线通信技术的快速发展，对终端天线的性能要求越来越高，如超宽频带、双极化、大角度扫描等. 现有满足超宽带宽角扫描的阵列天线大致有两类：渐变槽阵列天线和强耦合阵列天线.

渐变槽阵列天线是一种经典的超宽带阵列，其单元本身具备超宽带性能，通过渐变缝隙结构的灵活设计，可实现满足不同带宽比应用的需求.其中最受青睐的一种结构是Vivaldi天线，该天线是P J Gibson于1979年提出[1]，利用指数渐变槽实现窄边缝隙到宽边缝隙的平滑过渡，获得超宽带特性，但其剖面较高. 文献[2]采用五边形槽线谐振腔替代传统矩形或圆形的槽线谐振腔，在一定程度上降低了天线的剖面高度. 该Vivaldi阵列天线的阻抗带宽为0.22～1.76 GHz，扫描范围±45°，但天线剖面高度仍约为四分之一最低工作波长.

强耦合阵列天线是一种新型超宽带阵列天线，其单元一般为电小偶极子，单元本身不具备超宽带阻抗特性，通过阵元间的强耦合实现超宽带阻抗特性. 该思想可追溯至1965年H Wheeler提出的无限电流片阵列[3]. 强耦合主要通过相邻电小偶极子分层交叠实现，这种紧挨电小偶极子相邻间会构建谐振回路，容易产生共模辐射[4]. 为此，文献[5]在微带-平衡双线的巴伦中引入一种缺陷地结构，减少了平衡-不平衡转换过程中引起的共模辐射.文献[6]在平衡双线中引入多个金属化通孔，以此构建一种抑制共模辐射的环形变换器.文献[7]则采用交叠的双偶极子结构和一种改进的Marchand巴伦馈电，提高回路的谐振频率，将其移至带外.上述几种共模辐射抑制的方法较为复杂，且均基于多层介质结构，不易于双极化阵列天线设计.

本文介绍一种双极化超宽带强耦合阵列天线.考虑结构的简单化和工程的可实现性，相邻印刷偶极子臂直接相连，由紧凑的Marchand巴伦结合Wilkinson功分器实现强耦合阵列天线的平衡馈电、阻抗变换和带内共模辐射抑制. 仿真与实验结果表明，该双极化阵列天线可实现阻抗带宽1.5～4.0 GHz，E面波束扫描范围±60°，H面波束扫描范围±50°.

1 双极化阵列天线单元设计

双极化阵列天线单元由一对正交的线极化单元和金属支撑板组成，如图1所示. 线极化单元由单层介质板实现，一侧为辐射层，另一侧为网络层.

辐射层由相连的双印刷偶极子、金属地和短路枝节构成，其中印刷偶极子长度约λh/5（λh为最高工作频率对应的自由空间波长），相邻偶极子臂相连，成梭状结构. 印刷偶极子与金属地之间有两个平行的短路枝节，该枝节的功能既作为Marchand巴伦的地结构，实现平衡馈电，又用于改善偶极子回路所引起的谐振，抑制带内共模辐射. 因此，通过合理选取短路枝节的长度，使共模谐振回路路径的电长度小于λh[5].

网络层由两条金属带线和一个Wilkinson功分器构成. 金属带线与短路枝节构成Marchand巴伦，实现对印刷偶极子的宽带激励. 其中：金属带线的AB段长度为24.2 mm＜λh/2，确保印刷偶极子两臂上的电流同向；BC段采用渐变结构用于改善阻抗匹配. 两条金属带线结合Wilkinson功分器实现双偶极子并馈激励. 介质基板为Arlon 880，相对介电常数为2.2，厚度为1.57 mm.

天 线 单 元 电 尺 寸 约 为0.4λh×0.4λh×0.54λh. 其 中Wilkinson功分器位于金属支撑板的下方，这种设计既能减少馈电网络的寄生辐射，又易于焊接和组装. 在周期性边界条件下对上述单元进行仿真，其有源驻波比(voltage standing wave ratio, VSWR)如图2所示. 水平极化端口的阻抗带宽(驻波比小于2)为1.4～4.4 GHz，带宽比约为3.2∶1；垂直极化端口的阻抗带宽为1.4～4.2 GHz，带宽比约为3∶1. 两者之间的带宽略微差异主要来自结构不对称性，水平极化的介质板向上开短槽，垂直极化的介质板向下开长槽.

图1 天线单元结构（单位：mm）Fig. 1 Antenna element structure (unit: mm)

图2 天线单元（周期边界）仿真有源驻波比Fig. 2 Simulated active VSWR of antenna element(periodic boundary)

2 阵列天线的仿真与实验

2.1 仿真与设计

基于上述优化单元，设计的双极化阵列结构如图3所示. 水平极化阵元和垂直极化阵元沿Y方向的数目均为18个；X方向采用对称设计，则水平极化阵元和垂直极化阵元沿X方向的数目分别为7个和8个. 区域1为激励元区；区域2为哑元区（接50 Ω电阻），用于减小四周截断效应的影响.

图3 双极化阵列天线结构Fig. 3 Dual-polarized array antenna structure

首先，分析阵列内部单元的无源驻波比性能.图4为内部单元O仿真无源驻波比曲线，在1.5～4.0 GHz内水平极化和垂直极化的端口无源驻波比分别小于2.3和2.0. 图5中给出该单元在中心频点和边频（1.5 GHz、2.5 GHz、4.0 GHz）的辐射方向图，不难看出，该单元具有较为稳定的宽波束特性.

图4 单元O仿真无源驻波比Fig. 4 Simulated passive VSWR of element O

图5 单元O仿真方向图Fig. 5 Simulated radiation patterns of element O

进一步地，分析阵列的内部单元O和边缘单元P的有源驻波比性能. 单元O仿真有源驻波比随波束扫描的变化曲线如图6所示. 在1.5～4.0 GHz内，E面波束±60°扫描时，水平极化端口的有源驻波比小于2.1，垂直极化端口的有源驻波比小于3.5；H面波束±50°扫描时，水平极化端口的有源驻波比小于3.8，垂直极化端口的有源驻波比小于2.9. 值得注意的是，图6(b)和(c)的有源驻波比相比图6(a)和(d)差一些，其主要原因是X向的单元数目过少，因此，若阵列规模增大，有助于改善有源驻波比. 同时，考虑到阵列结构的对称性，后续分析仅给出Y向阵列性能.

图6 单元O仿真有源驻波比Fig. 6 Simulated active VSWR of element O

图7给出了单元P仿真有源驻波比随波束扫描的变化曲线. 在1.5～4.0 GHz内，E面波束±60°扫描和H面波束±50°扫描时端口最大有源驻波比分别为3.5和3.0. 相比而言，由于边缘单元受截断效应的影响，其有源驻波比相比内部单元要差一些.

图7 单元P仿真有源驻波比Fig. 7 Simulated active VSWR of element P

图8给出了该双极化阵列天线在几个关键频点（1.5 GHz、2.0 GHz、2.5 GHz、3.0 GHz、3.5 GHz、4.0 GHz）波束扫描时的增益滚降. E面波束在0°～60°扫描，各频点的增益滚降为−3.6～−1.5 dB；H面波束在0°～50°扫描，各频点的增益滚降为−2.0～−0.7 dB.

2.2 实验结果与分析

图9为阵列的实物图和测试场景图. 图10给出了单元O测试无源驻波比随频率变化曲线，并与仿真结果进行对比. 在1.5～4.0 GHz内，水平极化端口的测试无源驻波比小于1.75，垂直极化端口的测试无源驻波比小于1.83. 端口有源驻波比一般是通过测得阵列各单元的无源S参数计算得到[8]. 考虑结构对称性，图11仅给出单元O与周围部分临近单元A-E的互耦系数，其他非邻近单元的互耦系数均低于−30 dB. 通过计算单元O的无源S参数，可获得其测试有源驻波比，并与仿真结果进行比较，如图12所示. 在1.5～4.0 GHz内，单元O水平极化端口的有源驻波比小于2.1，垂直极化端口的有源驻波比小于2.2.

图8 阵列天线仿真扫描方向图Fig. 8 Simulated scanning radiation patterns of array antenna

图9 双极化阵列天线实物与测试场景Fig. 9 Prototype of dual-polarized array antenna and test scene

图10 单元O测试与仿真无源驻波比Fig. 10 Measured and simulated of passive VSWR of element O

图11 单元O与单元A-E的互耦系数Fig. 11 Mutual coupling coefficient between element O and elements A-E

图12 单元O测试与仿真有源驻波比Fig. 12 Measured and simulated active VSWR of element O

采用电缆组件结合功率分配器构建了一套均匀馈电网络，对该阵列天线的法向波束进行测试，图13给出了阵列天线测试与仿真的归一化方向图. 在1.5～4.0 GHz内，E面波束的旁瓣电平低于−12.7 dB，交叉极化电平小于−19.4 dB；H面波束的旁瓣电平低于−13.2 dB，交叉极化电平小于−19.1 dB.

图14比较了阵列天线增益、效率. 其中增益曲线包括口径增益（4πA/λ2，A为阵列口径面积）、仿真增益与测试增益. 不难看出，两个极化的测试增益与仿真增益吻合较好，这表明天线的仿真效率能够有效反映天线的实际效率. 天线的水平极化波束仿真效率（激励单元数目/总单元数目）大于51.2%，激励效率（仿真增益/口径增益）为63.5%；垂直极化波束仿真效率大于53.8%，激励效率为65.7%. 可见，该阵列天线的效率损失主要是哑元引起的.

图13 阵列天线仿真与测试归一化方向图Fig. 13 Measured and simulated normalized radiation pattern of array antenna

图14 阵列天线的增益与效率Fig. 14 Comparison of gain and efficiency of array antenna

将该阵列天线与已有发表的相关文献进行比较，如表1所示. 可以看出，本双极化阵列天线所需的介质层数少、结构简单，适合双极化阵列设计，同时具有更宽的二维扫描角度.

表1 强耦合阵列天线性能比较Tab. 1 Performance comparison of tightly-coupled array antennas

3 结 论

本文设计了一种超宽带双极化阵列天线. 阵列单元由正交放置的双线极化印刷偶极子单元构成，通过Marchand巴伦与Wilkinson功分器融合馈电. 该馈电结构引入电容耦合补偿金属支撑板对偶极子电感效应的影响，达到拓展带宽的效果. 并通过对Marchand接地部分（偶极子短路枝节）合理地设计，保证了阵列天线的带内平衡馈电与共模辐射抑制. 不同于其他强耦合阵列通过加载宽角匹配层来实现宽角扫描，本文所提的双极化阵列天线在无加载宽角匹配层的情况下可实现阻抗带宽1.5～4.0 GHz，E面波束扫描范围±60°，H面波束扫描范围±50°. 该双极化阵列天线具有结构简单、带宽宽、扫描角度大的特点，很适合于超宽带相控阵系统的应用.