正激有源箝位技术应用于高效率低纹波开关电源设计

2021-03-08耿仁宝丁伟邵兵

电子技术与软件工程 2021年23期

耿仁宝丁伟邵兵

（中国电子科技集团公司第四十三研究所安徽省合肥市 230088）

1 引言

目前在对噪声比较敏感的电子系统中，通常采用输出噪声电压较低的线性电源进行供电，但线性电源存在效率低下的缺点。随着整机系统的快速发展，电子系统对高转换效率和超低输出纹波的开关电源有着越来越强烈的使用需求。本文设计的高效率、低纹波开关电源同时具有较高的转换效率和超低输出电压纹波这两种优点，为整机系统提供了高效率、低噪声、高可靠的二次电源。

2 电路方案设计

本文所要完成的电路，主要技术指标要求如表1所示。设计采用正激有源箝位技术，实现高效率、低纹波的小体积开关电源设计。

表1：主要技术指标要求

2.1 正激有源箝位拓扑分析

正激有源箝位拓扑软开关技术，相比传统单端复位如RCD 箝位、线包复位和谐振复位性能要好，有源箝位技术有很多优点。

（1）它不需要附加绕组或有能量损耗的电路进行磁复位；

（2）有源箝位拓扑能够储存并利用寄生参数中的能量，提升效率；

（3）主MOS管电压应力较低且能在零电压开关，可减少EMI电磁干扰及降低输出纹波；

（4）有源箝位拓扑的占空比可以大于50%，变压器磁芯的利用率高。

综合考虑有源箝位拓扑以上优点，本文优选有源箝位软开关技术来实现高效率、低噪声开关电源，在具体应用时通过参数优化设计可获得较高的整体性能。

2.2 正激有源箝位主要方式

正激有源箝位拓扑根据箝位电路不同，可分为低端箝位和高端箝位，如加在主开关管两端则是低端箝位，电路如图1。如箝位电路加在变压器初级两端则是高端箝位，电路如图2。

从图1和图2可以看出，不同的箝位方式电路不一样，主要影响箝位电容的容值、耐压及栅极驱动电路，两种方式的对比情况如表2所示。

图1：低端箝位电路图

图2：高端箝位电路图

从表 2可看出，低端箝位与高端箝位这两种箝位方式的主开关MOS管电压应力、箝位电容电压相同，高端箝位辅助开关管需采用 N沟道 MOS管，低端箝位需采用的 P沟道 MOS管，但高端箝位辅助开关管为浮地高端驱动，需要另加电路进行高端驱动，该驱动电路较复杂，因此本电路设计采用低端箝位方式。

表2：低端与高端箝位对比表

2.3 低端有源箝位原理

正激低端有源箝位拓扑电路原理如图3所示。正激有源箝位变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，有源箝位电路由有源器件主功率MOS管QMAIN（带反并二极管）、有源箝位P型MOS管QAUX和箝位电容CCL组成，省去了传统正激变换器的磁恢复电路。开关管QMAIN和QAUX工作在互补状态。为了防止开关管QMAIN和QAUX共态导通，两开关管的驱动信号间需留有一定的死区时间，具体电路原理图详见图3所示。

图3：正激低端有源箝位电路原理图

主要原理是：当主功率MOS管QMAIN导通时，输入电压全部加在变压器励磁电感上，此过程为功率传输阶段；当辅助开关管QAUX导通时，箝位电压加在励磁电感上的电压和 QMAIN开通时相反，这个阶段为变压器复位阶段；低位箝位的特殊之处是辅助开关管 QAUX，因为体二极管的方向原因，只能放置P沟道MOS管，在QMAIN关闭，QAUX开通期间，需要加入一定的死区时间，在死区时间内，电流仍然留过辅助MOS的体二极管QAUX或主MOS管QMAIN，此阶段为谐振阶段，具备零电压（ZVS）开关的条件。

单端正激有源箝位技术具有低的开关电压应力，主MOS管电压被箝位在一定的范围内，与此同时有源箝位ZVS（零电压开关）技术可以有效提高效率以及可以减少开关电源EMI干扰，正激有源箝位电路拓扑可达到的效率较高、输出纹波较小，对于高效率、低纹波、小体积开关电源具有一定的优势，通过优化参数设计，可达到较高综合性能。

3 主要电路参数设计

3.1 变压器参数设计

对开关电源来说，变压器的设计是关键部分，也较为复杂。首先根据已知参数确定磁芯材料的类型、形状、体积、绕组的线径和匝数，再利用下面的公式（1）可计算变压器原边绕组的匝数Np为：

再利用下面的公式（2）计算副边绕组的匝数Ns为：

式中：

f—开关频率(Hz)

Ae—有效磁路面积(mm2)

Vo—输出电压(V)

VINmin—输入电压最小值(V)

Dmax—脉冲导通最大占空比

Bw—工作磁通密度(T)

通过上述公式可计算出变压器的原、副边匝数，然后再根据实际试验进行具体优化。设计开关电源频率f为300kHz，Dmax为0.6，产品选用天通控股公司TPW33-PQ20/7磁芯。通过以上公式计算，可得变压器初级为4匝，次级2匝。

3.2 主MOS管参数设计

忽略变压器漏感，低位箝位关系可以用变压器的励磁电感伏秒平衡原理来推导。

由公式（3）可推导出公式（4）如下。

式中：

VIN—输入电压(V)

D—PWM脉冲占空比

Vc—箝位电压(V)

通过以上公式计算可得，主MOS管的最大电压应力在57V左右。在实际电路设计中，需保证主MOS管的可靠工作，主MOS管电压应力参数需要进行一定降额，设计选用美国IR公司IRF6662型功率MOS管2只并联使用，该器件VDS电压能力为100V，ID电流能力为8.3A，导通电阻RDS(on)为17.5mΩ，Qg为15nC，可满足使用要求。

3.3 有源箝位电容参数设计

有源箝位电路原理图如图4所示，为低端有源箝位结构，主要由有源箝位管QAUX，主开关管QMAIN，箝位电容CCL组成。电容C1和二极管D1实现PWM控制器输出波形的电平位移来驱动P沟道的有源箝位管。

图4：有源箝位电路原理图

根据图4，当主开关管开通时，变压器的激磁电流IMAG+为：

当开关管关断时，变压器的激磁电流IMAG-为：

等式（5）和（6）中，LMAG为变压器的激磁电感，D为占空比，T为开关电源周期。

当电路平衡时，变压器的正负激磁电流应相等，即IMAG+=IMAG-，所以当主开关管关断时，箝位电容电压VCL为：

公式（7）是假设箝位电容上的电压为恒定值，实际上箝位电容CCL和激磁电感LMAG构成LC谐振电路，假设LC谐振电路的振荡周期远远大于关断时间toff_max，即：

为了计算出箝位电容，假设LC谐振电路的振荡周期大于10倍的关断时间，那箝位电容可计算为：

通过公式（7）计算，再考虑一定的降额，设计选用耐压为100V的片式瓷介电容CT41G-1210-X7R-100V-0.22μF-K(N)，2只并联使用。

3.4 输出电感参数设计

开关电源中输出滤波电路的主要作用是将输出整流级的直流脉冲电压转换成直流电压，滤波电路中的L和C取值越大，越有利于减小电路的纹波。

设计电感纹波电流的峰峰值为输出电流的10%，依据公式（10）可计算输出电感值。

中：VO—输出电压(V)

IO—输出电流(A)

Dmin—最小占空比

f—开关频率(Hz)

当输出电感取大时，输出电感的纹波电流会变小，整流管的开关损耗也会减小，电源输出纹波也会小，但在实际电路设计中，输出电感一般受体积和成本的限制，取太大也不实际。此外，输出电感和输出电容还和整个电源模块的闭环稳定性有关，太大的输出电感于系统的动态性能也不利。产品实际选用天通控股公司TPW33-ER18/6-A100磁芯，通过计算可得电感量约为3.6uH，取6匝。