基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统

高永胜，史芳静，谭佳俊，樊养余

（西北工业大学电子信息学院，陕西 西安 710072）

1 引言

微波混频器是现代电子系统接收模块的重要组成部分，广泛应用于无线通信[1-2]、雷达[3]等电子系统[4]的收发机中。目前，微波混频技术已经趋于成熟，但频率依赖明显，隔离度差，因此传统的微波混频器常面临带宽受限[5]、电磁干扰[6]等问题，难以满足先进电子系统的性能需求。

微波光子信号处理是结合了微波学与光子学的新兴技术，旨在通过光子学方法实现微波信号的混频、滤波、传输等处理。由于其天然的大带宽、抗干扰属性，微波光子混频能够在带宽和抗电磁干扰方面突破传统微波混频器的电子瓶颈[7]，近年来得到了广泛研究。目前，微波光子混频的实现方法主要包括基于直调激光器[8-9]、基于外部调制器[10-15]、基于光电探测器[16-17]和基于其他非线性效应[18-20]。外部电光调制器带宽大（商用器件带宽为60 GHz以上），调制方式灵活，效率高，因此基于外部调制器的微波光子混频是当今的研究热点。

然而，由于电光调制器固有的非线性电光调制函数，在输入调制器的射频信号较大时，混频输出的射频信号会出现畸变失真，从而限制系统的功率动态范围。针对该问题，学术界开展了一系列的研究。目前，针对外部调制微波光子系统的线性度优化方法分为电域优化和光域优化。文献[10]利用双平行马赫−曾德尔调制器（DPMZM,dual parallel Mach-Zehnder modulator）完成电光调制，并在光电探测器（PD,photodetector）后端采用一种仅需要本振（LO,local oscillator）信号调制指数的简单后处理算法来抑制三阶交调失真（IMD3,third order intermodulation distortion），最终将系统的无杂散动态范围（SFDR,spurious-free dynamic range）从提高到了。文献[11]利用双驱动马赫−曾德尔调制器（DEMZM,dual-electrode mach-zehnder modulator）实现了一种基于自适应后补偿算法的线性化微波信号光子下变频方案，通过对接收器中检测到的信号进行逆变换补偿了调制器的非线性。文献[12]基于级联马赫−曾德尔调制器（MZM,Mach-Zehnder modulator）链路形式，提出一种数字后处理技术，可以同时抑制IMD3 和五阶交调失真（IMD5,fifth order intermodulation distortion）。以上电域优化方案都需要在系统中引入模数转换器（ADC,analog-digital converter）和数字信号处理（DSP,digital signal processing），这对高频率、大瞬时带宽信号的处理带来了挑战。

在基于光域处理的微波光子混频系统线性度优化方法中，文献[13]提出了一种基于砷化镓双并联双驱动马赫−曾德尔调制器（DP-DDMZM,dual parallel-dual drive Mach-Zehnder modulator）的高线性度微波光子下变频方案，该方案通过抑制输入的光载波，设置DP-DDMZM 以全相位调制方式工作，从而实现较大幅度的射频（RF,radio frequency）和LO 边带输入，但是通过调整工作点实现线性度优化得到的改善有限，该方案的系统SFDR 仅为。文献[14]利用相位调制器、光滤波器和光衰减器实现大动态范围的微波光子下变频，该方案能够同时抑制IMD3 和IMD5，但是级联加并联调制器的结构使系统非常庞大，增益较低，同时光滤波器的使用也限制了系统带宽。文献[15]验证了一种提高微波光子下变频链路增益和线性度的方法，通过将偏振控制角设置在最佳点来抑制IMD3，利用环行器和光纤布拉格光栅重用光载波和下边带来提高链路增益。相比于级联调制器结构的光域线性度优化方案，并联结构在系统增益方面具有更大的优势。此外，文献[21-24]等研究通过使用移相器或者控制调制器的直流偏置点来提高微波光子链路的SFDR，然而这些方案都只是简单的射频信号电光调制与光纤传输，没有频率变换功能。综上所述，目前研究报道的针对微波光子系统的线性度优化方法，有的难以兼容频率变换功能，有的在提高动态范围的同时难以保证较大的处理带宽、较低的结构复杂度以及较高的混频增益。

本文主要的研究工作如下。

1) 搭建了一套基于并联DPMZM 的大动态范围微波光子混频系统，利用已有商用集成光电器件，同时实现RF 信号的传输和变频功能。

2) 通过设置所有调制器都在最小点工作，抑制光载波和偶数阶信号分量，同时调节电衰减器的衰减值，使输入 2 个 DPMZM（X-DPMZM 和Y-DPMZM）的RF 和LO 信号幅度比为一确定值，进而使X-DPMZM 和Y-DPMZM 输出信号中的IMD3 分量相等，而基波分量不相等，最终借助平衡探测器（BPD,balanced photodetector）将两路信号中的IMD3 分量抵消，并且保留基波分量。

3) 借助数学推导，选择2 个合适的电衰减值，使保留的基波分量最大，从而最大化系统变频增益。

4) 仿真结果表明，本文所提方案具有良好的IMD3 抑制效果，能够极大提高系统的动态范围，改善系统的非线性性能。与不加非线性度优化的基于单个DPMZM 的微波光子混频系统进行对比，验证了本文方案的有效性。

2 方案原理及理论推导

2.1 方案原理

基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统结构如图1 所示。该系统由一个激光器（LD,laser diode）、2 个集成的DPMZM、一个光分路器、一个BPD、2 个电分束器（ES,electric splitter）和2 个电衰减器（EA,electric attenuator）组成。激光器产生的激光信号经过光分路器后等功率输入X-DPMZM 和Y-DPMZM。RF 信号经过ES1等分为两路，一路直接输入X-DPMZM 的子调制器Xa 进行调制，另一路经过EA1衰减以后输入Y-DPMZM的子调制器Ya 进行调制。类似地，LO 信号经过ES2等分为两路，一路直接输入Y-DPMZM 的子调制器Yb 进行调制；另一路经过EA2衰减以后输入X-DPMZM 的子调制器Xb 进行调制。需要设置2 个DPMZM 的所有偏置点工作在最小点，并分别调整EA1和 EA2为满足特定比例关系的衰减值；X-DPMZM 和Y-DPMZM 输出的两路信号分别连接到BPD 的2 个输入端，经过BPD 内部差分放大，抵消IMD3 分量后，即可得到纯净的中频（IF,intermediate frequency）信号。

图1 基于并联DPMZM 的大动态范围微波光子混频系统结构

2.2 理论推导

其中，ωIF=ωRF−ωLO表示输出的中频信号角频率。

观察式(3)可以发现，输出中频信号的基频分量可以分为以下两项：与mRF、mLO成正比的一阶信号项和与mLO成正比、与正相关的三次谐波项。由于双音输入情况下，系统输出信号中的IMD3分量与单音输入时的三次谐波分量系数相同，因此式(3)中的一阶项可以表示双音输入时，系统输出RF 信号中的基频分量项；式(3)中的三次谐波项可以表示双音输入时，系统输出RF 信号中的IMD3 分量项。

假设输入X-DPMZM 和Y-DPMZM 的RF 信号幅度分别为VRF1和VRF2，LO 信号幅度分别为VLO1和VLO2，则相应的调制指数分别表示为mRF1、mRF2、mLO1和mLO2。将X-DPMZM 和Y-DPMZM的输出信号分别输入BPD，则可得两路光电流分别为

假设图1 中2 个电分束器（ES1和ES2）等分，2 个电衰减器（EA1和EA2）的衰减系数分别为α1和α2，则对应的4 个调制指数mRF1、mRF2、mLO1和mLO2的具体表示如表1 所示。

表1 4 个调制指数对应表达式

将表1 中的4 个具体表达式分别代入式(4)、式(5)中，可得

整理式(6)和式(7)可得BPD 的输出电流表达式为

令θXa=θYa=θa，即设置子调制器Xa 和Ya 的直流偏置角相等；令θXb=θYb=θb，即设置子调制器Xb 和Yb 的直流偏置角相等；令θXm=θYm=θm，即设置X-DPMZM 和Y-DPMZM 中主调制器的直流偏置角相等。这样设置是为了让X-DPMZM 和Y-DPMZM 的工作状态相同，从而保证上下光路的传输特性完全一致。

根据上述思路，若要使IMD3 项为零，且保留基频分量，则需式(9)成立。

此时，将式(9)代入式(8)，可得最终BPD 输出的中频信号光电流为

观察式(10)可知，BPD 输出的中频信号中只有基频分量，IMD3 被完全抑制，这样就在信号变频的同时优化了系统的线性度，从而提高了系统的动态范围。

最终可得该变频系统的变频增益为

由式(11)可得，在完全抑制IMD3 的同时，若选择恰当的衰减值，输出中频信号的基频分量可以取得最大值，进而得到最大的变频增益。此时需要满足以下条件。

其中，k1,k2,k3=1,2,3…。经计算可得，当2 个电衰减器的衰减量分别为4.77 dB 和14.31 dB（实际中可用5 dB 和15 dB 固定衰减代替），且X-DPMZM 和X-DPMZM 的4 个子调制器和2 个主调制器均工作在最小点时，该变频系统可以得到最大的变频增益。

3 仿真实验

本文仿真基于VPI Transmission Maker 软件实现。为了更直观地对比说明本文方案抑制IMD3分量、提高动态范围（或优化线性度）的优势，本文采用基于单个DPMZM、不加衰减器的常规微波光子混频链路作为对比方案，其结构如图2所示。优化前与优化后的系统参数设置如表 2所示。

图2 对比方案结构示意

表2 不同方案的系统参数设置

仿真中采用频率为6.5 GHz 和6.55 GHz 的双音信号作为系统的输入RF 信号，采用频率为6 GHz的单频信号作为LO 信号。当输入RF 信号功率达到一定值时，系统终端输出频谱中会出现频率为0.45 GHz 和0.6 GHz 的IMD3 分量。

根据式(10)可知，系统输出的中频信号大小与LO 信号功率有关，因此，合适的LO 信号功率值有助于提高系统的变频增益。图3 给出了输入RF 信号功率分别为0、5 dBm 和10 dBm 时，系统输出的IF 信号功率随输入LO 信号功率的变化情况。可以发现，当LO 信号功率为14 dBm 时，系统输出的IF 信号功率最大，而当输入LO 信号功率大于14 dBm时，输出IF 信号功率出现下降趋势。这是因为当输入RF 信号功率一定时，过大的LO 信号功率加剧了系统的非线性失真现象，各阶交调分量相继出现，导致输出的IF 信号（基频分量）减小。因此，为了确保系统增益最大，后面的仿真中都将LO 信号功率设置为14 dBm。

图3 系统输出IF 信号功率随输入LO 信号功率变化情况

在对比方案中，当输入RF 信号的功率为0，本振信号功率为14 dBm 时，光电探测后恢复的电信号频谱如图4(a)所示，可以看到，基频和IMD3 的功率分别为−30 dBm 和−71.3 dBm，IMD3 分量较大，信号失真较明显。

输入RF 信号功率为0 时，本文方案系统输出频谱如图4(b)所示。可以发现，基频分量和IMD3 同时降低，分别为−45.3 dBm 和−102.4 dBm，此时进行优化前后的对比有失公平，难以说明优化效果。为了设置输出基频功率相同（都为−30 dBm），公平地进行对比，需要增加输入系统的RF 信号功率。在本文方案中，将2 个DPMZM 并联使用，结合式(12)给出的三阶交调失真抑制及链路增益最大化条件，选择合适的电衰减量和调制器偏置点后，BPD 恢复出的电信号频谱如图4(c)所示。经过测试，在输入RF 信号功率为13 dBm、本振功率不变时，能够得到与对比方案功率相等的输出基频信号。此时，输出的IMD3 分量功率为−93.5 dBm，与对比方案相比，IMD3 被抑制了22.2 dB。

图4 系统输出的双音信号频谱

接下来，测试2 种方案的SFDR 水平。实验中改变输入RF 信号功率，并测量终端输出的基频、IMD3 及底噪，绘制曲线如图5 所示。对比方案和本文方案的SFDR 分别为和。相比于对比方案，本文方案使混频系统的SFDR 提高了17.7 dB。与文献[13,15]相比，本文方案的SFDR 分别有12.8 dB 和23.1 dB 的提高，因此，实验验证了本文方案在IMD3 分量抑制和动态范围提高方面的有效性。

图5 系统SFDR 测量结果

观察图5(a)和图5(b)可以发现，本文方案的链路增益比对比方案低，这主要是因为本文方案中使用了2 个DPMZM，使整体链路的光损耗较大，同时，电衰减器和BPD 的使用也在一定程度上减小了系统最终输出的信号功率。实际操作中，该问题可以通过在PD 前端加光放大器进行功率补偿解决。另外，本文方案底噪相比对比方案有所下降，这是因为BPD 抑制了系统中的共模噪声（如激光器的相对强度噪声）。总体来看，在本文方案中，通过选择合适的电衰减量组合形式和使用BPD，能够在抵消输出信号的IMD3 分量的同时，保证链路增益最大、系统底噪降低，进而使系统动态范围提高。

为了进一步研究本文方案在实际通信系统中的应用，下面用宽带矢量信号进行仿真测试。设置矢量信号中心频率为6.5 GHz，带宽为150 MHz，调制格式为16QAM。RF 和LO 信号功率不变，分别观察优化前后的输出频谱情况。由图6(a)可知，对比方案中射频输入功率为0 会造成严重的信号失真；由图6(b)可知，本文方案在射频输入功率为13 dBm 时，信号失真情况有较大改善。

图6 系统输出的宽带信号频谱

图7 给出了不同方案中，输入RF 信号功率在−40～23 dBm 变化时的误差向量幅度（EVM,error vector magnitude）情况。当输入RF 信号功率较小时，系统噪声的影响比非线性影响大，此时系统的EVM 等性能主要受噪声影响；当输入RF 信号功率较大时，系统的非线性影响明显超过噪声，此时EVM 主要受非线性的影响。如图7 所示，当输入RF 信号功率比较小时，虽然优化后系统的噪声降低，但是信号损耗更大，信噪比降低，所以本文方案的EVM 略微差于对比方案，例如，当输入RF信号功率为−30 dBm 时，对比方案和本文方案的EVM 分别为1.7%和5.6%。但是当输入RF 信号功率比较大时，EVM 性能主要受非线性影响，经过本文方案的线性度优化以后，系统的EVM 相比对比方案明显降低，例如，当输入RF 信号功率为15 dBm 时，对比方案和本文方案的EVM 分别为20%和1.3%。

图8 给出了输入RF 信号功率分别为−30 dBm和15 dBm 时不同方案的星座图。从图8(a)和图8(b)可以看出，在输入RF 信号功率为−30 dBm 时，本文方案EVM 虽然有所降低，但是星座点只是均匀外扩分布，并没有出现畸变，这说明，此时的EVM变化是由于噪声引起的。而输入RF 信号功率为15 dBm 时，由于非线性的影响，图8(c)所示的对比方案输出星座图出现了有规律的畸变，经过本文方案的线性度优化以后，EVM 大幅改善，如图8(d)所示，这主要是因为IMD3 分量被抑制。实验表明，宽带矢量信号经过本文方案的系统后，失真情况和EVM 性能得到了改善。

图7 不同方案中系统EVM 随输入RF 信号功率变化情况

4 结束语

本文提出并研究了一种基于并联DPMZM的大动态范围微波光子混频系统。利用DPMZM 实现RF 和LO 信号的并行调制，通过配置并行两路的电光调制指数及调制器的工作点，能够在输出的中频信号中大幅度抵消IMD3 分量。借助双音信号和宽带矢量信号测试验证了方案优化效果，仿真结果表明，本文方案能够实现17.7 dB 的IMD3 抑制，系统SFDR 达到。该微波光子混频系统具有结构简单、大带宽、高动态范围的优点，因此在超宽带雷达、多频段卫星、宽带无线通信、电子战等系统的射频接收机中，极具应用潜力。

图8 系统输出的星座图