IGBT串联均压方法综述

张雪珺 ，黄 萌 ，刘佳鸿 ，梁 琳 ，查晓明

（1.武汉大学电气与自动化学院，武汉 430072；2.华中科技大学电气与电子工程学院，武汉 430074）

随着绿色环保、灵活可控的柔性直流输电技术和大功率的高压直流断路器等高压大功率控制技术及其设备的快速发展，对绝缘栅双极性晶体管IGBT（insulated gate bipolar transistor）的耐压和功率要求越来越高[1]。然而，由于目前IGBT工艺和制造水平的限制，单个IGBT的耐压水平已无法满足需求，多个IGBT串联使用已经成为解决这一问题最直接最有效的方法。确保串联IGBT器件间的分压均衡是IGBT串联技术的关键[2]。

在串联IGBT运行时，由于每个IGBT内部参数可能存在的不一致和外围电路等因素的影响，会造成串联的器件之间存在电压分配不均衡现象。串联IGBT在开断过程中，存在的电压不均主要分为静态电压不均衡和动态电压不均衡。静态电压不均衡是指当IGBT处于静止状态时，虽然各串联IGBT器件两端的电压基本保持稳定，但是每个IGBT器件的不同伏安特性及温度变化会引起器件间不均压；动态电压不均衡是指当IGBT处于开通和关断瞬态时，IGBT自身参数的差异以及外围电路参数（杂散电感、缓冲电路、驱动电路和控制信号等）的不一致会导致各串联IGBT器件两端的电压不均衡[3]。

为了解决串联IGBT器件之间的不均压现象，国内外学者已经提出多种均压方法。从均压方式的控制方法来分类，可分为主动均压方法和被动均压方法2种。其中，主动均压方法主要通过辅助电路或控制策略直接或间接调整栅极侧输入，从而实现串联IGBT动静态均压；被动均压方法主要在IGBT集电极-发射极侧引入RC/RCD缓冲电路，利用缓冲电路吸收不均压产生的过电压，同时间接缓冲器件瞬态动作过程[3]。

在不同的实际应用场合中，需要选择合适的串联IGBT均压方式以满足不同的场合要求。因此，对不同串联IGBT均压方式进行综述总结，比较各种方法的均压效果、均压电路成本和复杂程度以及均压损耗等因素下的原理特点是必要的。本文根据近年来国内外关于串联IGBT均压方式的研究，分别归纳总结了被动均压控制方式和主动均压控制方式的研究现状和特点，并对串联IGBT均压方式做了总结。

1 被动均压方法

被动均压控制方式是对串联IGBT产生的不均压进行间接均压控制的方式，即在每个串联的IGBT外围引入无源压缓冲电路，当串联IGBT之间出现电压不均衡现象时，引入的外围电路可调节IGBT出现的过压。

无源缓冲电路按照结构主要分为RC缓冲电路和RCD缓冲电路[4]，如图1所示。无源缓冲电路典型电路如图1（a）所示，缓冲电容C和缓冲电阻R串联后并在IGBT集射极两端，当串联IGBT在关断过程中出现不均压现象时，IGBT集射极电压开始升高，并通过R向电容C进行充电，此时如果IGBT集射极电压过冲，电容C的存在会避免IGBT集射极电压瞬间升得过高；当IGBT从关断状态变为开通状态时，如果IGBT集射极电压过冲，电容C的电压不能突变，将IGBT集射极电压钳位至电容C两端的电压，当集射极电压开始下降时，电容C通过电阻R进行放电，直至电容放电结束，为下一周期做好准备[5]。

图1 无源缓冲电路结构Fig.1 Structure of passive snubber circuit

RC缓冲电路结构简单，但用于大容量IGBT时，因为电容C在IGBT工作的每个周期都要充放电1次，产生的缓冲损耗也较大。RCD缓冲电路加入了二极管D与缓冲电阻R并联，当IGBT集射极两端出现电压过冲时，二极管D旁路了电阻的充电电流，电阻R只在电容C放电时消耗能量，因此电阻R的功率要求为RC缓冲电路的一半，减少了产生的缓冲损耗[4]。

被动均压电路的参数选择对均压效果影响很大。1996年Jiann-Fuh Chen等[6]对IGBT串联电路研究中选择了RCD缓冲电路进行均压，并且分析了电路中参数的选择条件。缓冲电阻R不能过大，以确保缓冲电容C在开关转换时间内能够完全放电；但R也不能过小，以确保电容放电电流不能过大从而损坏器件。缓冲电容用来减缓电压的急剧变化并吸收器件两端过电压，如果C选择过大，会影响切换时间；如果C选择得太小，则不能抵抗电压的急剧变化。2013年范振淇等[5]考虑了缓冲电阻R功率的影响，R的选取除了RC放电时间决定，必须保证电容在IGBT每次关断过程中具有足够的吸收能力。2016年 Kasunaidu Vechalapu等[7]对 15 kV SiC IGBT器件在较高直流母线电压（10 kV直流母线）下串联RC缓冲电路中元件值进行了优化，以减少开关损耗和总损耗，关断dVce/dt随着缓冲电阻R增加而增加，随着缓冲电容C增加而减少，因此，RC最优范围的选择可以由dVce/dt和设备切换损失确定。2018年曲鲁等[3]对直流断路器研究中也通过实验对RC缓冲电路中元件值进行了优化，得到了与Kasunaidu Vechalapu等相似的结论。

对串联IGBT的被动均压是在不均压发生后产生的过电压进行吸收，一般与主动均压方法相结合使用。2017年Zhang Fan等[5]提出了一种混合有源栅极驱动与无源缓冲电路相结合的串联IGBT均压方案，并在传统RC缓冲电路基础上提出了改进，即在缓冲电容两侧并联无源钳位回路（PC电路）[8]，改进PC电路利用加入的钳位支路对缓冲电容C放电，能量损耗与RC和RCD缓冲电路相比更小。2017年Chen Xiaotian等[10]在实现重复性大功率固态开关中采用IGBT串联模块，并使用RCD缓冲电路与基于数字信号处理器DSP（digital signal processor）的IGBT栅极驱动电路相结合，将IGBT串联个数和动作过程中不均压IGBT个数推广到多个，在RCD缓冲电路的基础上建立了各元件参数的数学模型。Sadegh Mohsenzade等[11]基于RC缓冲电路，提出了一种利用箝位二极管和缓冲电容实现电压自平衡的串联IGBT均压电路，并加入了能量反馈辅助电路。IGBT并联的电容电压可以在不需要控制的情况下进行平衡，串联IGBT模块中最后一个IGBT中的不平衡能量通过能量回收电路回收。Mostafa Zarghani等[12]中提出一种集中式能量回收RCD缓冲电路，并给出了电路参数计算方法。

被动均压方法能够减缓器件端电压的变化速率，吸收过电压来减小各器件之间的动态电压差，设计电路简单，可靠性高，但在高压大功率的应用场合，缓冲电路的体积比较大，损耗和成本比较高，同时被动均压通常作为辅助措施，需要与其他均压方法配合使用。

2 主动均压方法

主动均压方法根据其对栅极侧输入控制策略不同分为无源控制方法和有源控制方法。无源控制方法除了驱动电路外，均压过程仅依靠由无源器件构成均压电路的自我调节而不需要外加控制策略，主要包括电压钳位法、栅极动态RCD法、准有源栅极控制法和磁芯同步法。有源控制方法在均压过程中需要硬件电路与控制策略互相配合，可以实现对电路的实时控制，主要包括参考电压法、主从控制法、自换相开关控制法和栅极延迟控制法。

2.1 无源控制方法

2.1.1 电压钳位法

电压钳位法是一种基于齐纳二极管分段钳位的均压方法[13]。均压电路如图2所示，均压过程分为2部分，第1部分通过齐纳二极管钳位实现对单个IGBT的过电压控制，当IGBT集电极电压高于设定电压VZ1+VZ2值时，齐纳二极管被击穿并向IGBT栅极注入电流，加速（减慢）IGBT的开通（关断）；第2部分是在栅极和集电极之间添加了1个电容C1，使得IGBT的密勒电容CGC增大，减缓了开通关断过程，使得IGBT的dv/dt降低，从而实现串联IGBT的动静态均压。

图2 电压钳位电路Fig.2 Voltage clamping circuit

但这种电路钳位启动不平滑，在IGBT端电压达到VZ1前电压未得到控制，对瞬态过程无法做到全过程控制会导致损耗增大且控制效果削弱，钳位电路瞬时功耗非常大。2010年Zhang Chunpeng等[16]在已有电压钳位电路的基础上加入了斜率调节电路，通过增加齐纳二极管组较为精确的实现电压瞬态调节。

电压钳位法多与RC/RCD缓冲电路互相配合，2007年Will Crookes等[17]将RCD缓冲电路和齐纳二极管钳位电路混合使用，并根据不同的负载情况，从能耗的角度分析了该电路的优势；2014年Jiang Ye等[18]基于现有的采用有源钳位和RC缓冲电路相结合的HV-IGBT串联均压方案，研究了有源钳位电路的IGBT特性；2012年Ruchira Withanage等[14]将有源电压钳位和RCD缓冲电路相结合，可以用最少的元件数量和最小的电路总损耗实现良好的均压；2012年Lu Ting等[15]针对缓冲与电压钳位相结合的均压电路提出了参数设计方法，该参数设计方法综合考虑了IGBT的开关损耗、均压电路的损耗、IGBT的电压应力和开关频率，以保证系统的效率可靠性和性能。

电压钳位法可以有效地抑制串联IGBT的电压不平衡，但是会有额外电流注入IGBT的栅极，在IGBT在有源区域中工作时使栅极电压增加，电压钳位电路的长时间导通和频繁动作将导致IGBT的极高开关损耗和串联IGBT之间严重的开关损耗不平衡。2017年Lu Guanda等[19]利用钳位二极管和缓冲电容器，提出了一种具有电压自平衡能力的新型串联IGBT电路拓扑，并设计了一种能量反馈辅助电路，将能量进行回收。康劲松等[20]在传统钳位电路基础上增加了一个反馈到驱动端的反馈回路，在减少均压过程中超调尖峰的同时可以降低均压电路的损耗。陈玉香等[21]在分析IGBT模块关断过程中的载流子抽取机理的同时从载流子内部机理角度分析了IGBT的有源箝位电路，有助于实现器件与电路最佳匹配。传统电压钳位法需要使用多个驱动电路，各级驱动电路需隔离高压电源，元器件工作条件苛刻、电路复杂，不利于集成应用，宋慧敏等[22]设计了一种电压钳位均压与单驱动信号输出耦合电路，提高了均压电路的稳定性。

电压钳位法电路简单，可靠性高，对IGBT参数一致性要求不高，易于应用到多个IGBT串联。但是对于电压变化没有做到实时瞬态调节，需要配合被动均压以保证均压效果。

2.1.2 栅极动态RCD法

2001年Ju Won Baek等[23]提出栅极动态RCD法，该方法利用IGBT栅极的全控性特点，通过调节栅极输入电容的电压来实现串联IGBT各VCE的均压。图3为IGBT串联栅极动态RCD均压电路基本单元，参数的基本要求为 C1≥C2、R1≥R2。静态时，R1～Rn主要起分压功能，只要满足

就可保证IGBT之间的静态均压。动态时，当串联IGBT在关断阶段出现电压不均时而产生过电压时，主电路对C1和C2充电。因为C1≥C2，C1两端电压UC1基本不变，而C2两端电压UC2迅速上升，关断时IGBT栅极的电位为低，D1导通，IGBT栅极会有电流流入，减缓器件两端过压。开通时原理类似。由工作原理分析可知，这种电路不需要再加吸收电路，同时由于R1、R2要远远大于负载，消耗的功率很小，可提高电路的效率。由于引入了反馈通道，开关的响应加快，可以抑制IGBT串联的过电压。

图3 辅助均压电路单元Fig.3 Auxiliary voltage balancing circuit unit

图4 带BJT的辅助均压电路单元Fig.4 Auxiliary voltage balancing circuit unit with BJT

Young-Chul Shin等[24]于2010年提出相似的电路拓扑，该拓扑的均压单元见图4，电容C1、C2中点接于BJT的基极，经电流放大后反馈回栅极。

栅极动态RCD法避免了栅极侧电路的复杂性，不需要检测Vce，且均压时串联IGBT数目不受限制，但这种方法对驱动电路的响应速度要求很高，反馈电路参数对均压效果影响较大。

2.1.3 准有源栅极控制法

Evans和 Teerakawanic等[25-26]于 2011年提出了准有源栅极控制法QAGC（quasi-active gate control）。该方法电路见图5，仅使用一个驱动电路，当驱动电路发出驱动信号后，串联IGBT下管S1开始开通关断动作，结合电阻、电容和二极管等简单无源器件构成的辅助电路调节上管S2的开通关断时Vce2变化率dv/dt，从而实现串联IGBT动静态均压。QAGC电路的平衡电容、寄生电感和栅极电阻的不同参数设置会在开关期间影响IGBT的振荡稳定性[48]。根据QAGC电路的小信号模型，应用参与因子和特征值灵敏度分析，可以进行栅极电阻和平衡电容等电路元件的参数选择，使振荡得到改善。

图5 两器件串联的QAGC电路Fig.5 QAGC circuit with two devices connected in series

Alireza Bagheri等[27]于2018年对QAGC的进行了改进，在已有电路结构中，当IGBT串联数目增加时，现有的辅助电路不足以提供IGBT开通所需的栅极电荷，上层器件不会完全开通，通过加入改进的辅助电路可以实现多个IGBT的串联连接，同时给出了级联拓扑和局部拓扑2种不同的电路结构。

准有源栅极控制法从根本上避免了栅极驱动信号时延不同问题，能够较为精确地调节器件开关过程。但是辅助电路中各参数设计复杂，有可能带来额外的振荡。

2.1.4 磁芯同步法

日本的Sasagawa等[28]于2002年提出磁芯同步技术，具体电路如图6所示，这种方法是将串联IGBT栅极与磁芯结合在一起，组成栅极平衡核Tg，Tg为匝数为1:1的2个绕组，分别连接栅极驱动单元GDU和IGBT栅极。当栅极驱动单元发出信号存在延时t时，由于电磁感应原理，在时间间隔t内流过2个绕组的电流Ig1和Ig2会与变压器绕组成反比，即串联IGBT栅极电流完全相同。IGBT开通关断过程可以简化为栅极电阻对IGBT输入电容充放电过程，当器件参数相同时，开通关断过程也会完全一致，从而实现串联IGBT动态均压。

图6 磁芯同步技术[28]Fig.6 Gate-balancing core technology[28]

2007年Yasushi Abe等[29]在APS系统中串联IGBT也采用磁芯同步法进行均压，并且考虑了栅极平衡核的漏感对均压效果的影响。漏感越小2个绕组电流Ig1和Ig2的差值越小，均压效果越好。

磁芯同步法适用于由驱动信号延时产生电压不均的情况，且均压效果较为理想，并且电路拓扑简单。但是耦合变压器的存在，会使得驱动部分的体积比较大，且复杂程度会提高，并且只能使用在串联IGBT本身参数差异较小的情况，对于由IGBT参数不一致产生的动静态电压不均不会有有效的均压作用。

2.2 有源控制方法

2.2.1 参考电压法

Patrick R.Palmer等[30-32]提出了参考电压法以及相应的优化设计方法。参考电压法是利用预定义的参考电压主动钳位器件两端的电压，电路结构见图7，将各个IGBT的Vce与同一个给定的参考电压进行比较，通过对驱动信号的控制实现对IGBT两端电压的控制。最初的均压思路是让每一个串联的IGBT的栅极都跟随基准Vce，Palmer在此基础上进行了改进，提出了优化的栅极控制信号，同时为了增强控制信号的稳定性，在栅极增加了一层闭环控制系统，通过将Vce钳位到预设电压实现串联动静态均压。

图7 参考电压法常见电路结构Fig.7 Common circuit structure for the reference voltage method

文献[33]提出一种相似的闭环控制的参考电压均压方法，具体电路见图8，通过分压电路来检测IGBT电压Vce,fb，并将该电压与参考电压进行比较，比较电路输出为

当Vce,fb低于Vref时，反馈电路不工作；当Vce,fb高于Vref时，TR2截止、TR3和TR4工作在有源区，即通过差分电路对栅极给一个正的驱动电压减缓器件动作。该电路也在栅极驱动器中设计了静态电压限制器，当静态出现过压时，迫使栅极驱动器延迟开启器件。

针对IGBT的低开关损耗需求，Yang Xin等[34]提出了一种改进的参考电压均压电路结构以及修正的参考电压，该参考电压根据开关期间的IGBT开关参数设计，在参数选择时需要进行稳定性分析。2012年，在文献[35]的基础上Patrick Palmer等[36]对静态均压引入了临时钳位技术。临时钳位参考信号是在正常参考信号的基础上，在关断状态时加入了可重复的电压暂降，参考波形见图9，这使IGBT再次进入有源区并可改变其等效电阻和电容。

图8 IGBT栅极驱动的有源控制电路Fig.8 Active control circuit for IGBT gate drive

图9 临时钳位参考波形Fig.9 Reference waveform of temporary clamping

文献[37-40]对提出的临时钳位技术进行了建模和原理分析，通过使用基于傅里叶级数的IGBT仿真模型，从物理角度详细解释了临时钳位的原理。

参考电压法具有良好的均压效果，能够对串联IGBT实现瞬时电压控制，但对系统的灵敏度和精度要求更高，且控制电路复杂程度高，需要数字和模拟混合控制电路，稳定性低。

2.2.2 主从控制法

Angelo Raciti等[41]在2001提出了一种主从控制法。将串联IGBT中某一开关管的Vce作为参考电压，其他开关管为从管，跟随主管电压的变化而变化。通过对栅极电流控制来调节栅极信号的作用，从而实现串联IGBT动静态电压平衡。

简化电路如图10所示，主器件Tn的Vce变化过程由器件自身决定，从器件T1-Tn-1的Vce变化过程由控制电路控制，控制电路等效为由与主从器件Vce差值成比例的电压控制电流发生器或电流吸收器，从而保证从器件的Vce跟随主器件而变化。

Shao Xianqing等[42]于2013年提出了一种改进的主从控制电路。由于有源钳位法和主从控制法在某些时段都缺乏控制能力，因此提出了一种将改进的主从方法与有源钳位方法相结合的混合控制方法，以确保IGBT在整个开关周期内的均压。

图10 主从控制法简化电路Fig.10 Simplified circuit of master-slave control method

主从控制法中IGBT的损耗较小，且较参考电压法来说不用给定额外的参考电压。但电路控制部分需要比较高的精度和灵敏度，尤其是运放的带宽要求大，控制电路还需要实现隔离，导致整套装置复杂性大幅提升，串联器件数量在3个以上时主从式控制不太适用。

2.2.3 自换相开关控制法

Yang Lei等[43-44]于2014年与2017年提出了一种新的自换相开关串联方法。电路拓扑如图11所示，该方法通过使用附加的开关，采用简单的控制算法调节主开关两端的电压而实现均压，并将开关过电压的能量反馈到直流母线。电路通过吸收电容吸收电压不均时产生的过电压，S1,i是主开关，而S2,i是控制电容Ci能量释放过程的辅助开关。该串联方法的均压是通过根据电压幅度调整各模块中Ci的充放电过程来实现的。由于每个模块的延迟时间不同，某些模块的缓冲电容可以在开启和关闭期间充电。完整的开关循环包括3种不同的状态。首先，当S1,i接通时S2,i断开，电流通过 S1,i；第2阶段，在S1,i被关断的时刻，电流将通过快速恢复二极管切换到Ci的路径，主电路电流给Ci充电；在第3阶段，S2,i将打开，将Ci中的能量释放回直流母线侧。利用可控半导体开关中的反并联二极管，可以保证一旦S1,i断开，主电路电流将切换路径通过Ci。由于所有电容器电压之和等于恒定直流母线电压，如果任何电容器电压高于参考电压，其余电容器的电压将低于参考电压。通过应用延迟时间，每个模块的电压将自动平衡。

自换相开关控制法，可以采用较小尺寸的缓冲电容器，均压电路整体损耗也较小，但在均压过程中需要对主开关和辅助开关有精确的控制，且均压过程不是实时控制，需要在几个周期后才能实现较好的均压效果。

图11 自换相开关串联方法拓扑Fig.11 Topology of series connection method for selfcommutating switches

2.2.4 栅极延迟控制法

栅极延迟控制法就是通过对IGBT驱动电路的延迟时间进行调整，由于IGBT自身具有开关延迟，且驱动电路存在传输延迟，因此可以通过控制各IGBT之间的相对延迟来实现均压，Christian Gerster等[45]于1994年提出对栅极信号进行无差拍控制同步控制技术。它是通过均压控制器对关断电压进行采样，延时提前关断的控制信号，从而实现关断信号的同步，从而实现串联IGBT均压。

通过对驱动信号进行主动控制，调节栅极触发时间，以保证各IGBT的VCE在同一时刻上升，实现良好的串联均压。Zhang Fan等[46]2015年提出一种主动门电荷控制电路，硬件简化电路如图12所示，该电路以电压源为基础的常规门驱动CGD（conventional gate drive）作为IGBT的主驱动，并添加互补电流源 CCS（complementary current source）来调节IGBT的切换速度。将FPGA作为控制器在给CGD提供驱动的同时通过DA整流器控制CCS的电流幅值和作用时间来调整相应IGBT的开关时间。

文献[5]中，将固定电压源驱动VSD（voltage source drive）和数字控制电流源驱动CSD（current source drive）混合形成了混合有源栅极驱动HAGD（hybrid active gate drive），优化了基于开关瞬态电压平衡的电压平衡控制策略。同时加入了无源缓冲电路。Wang Rui等[47]在有源栅极驱动 AGD（active gate drive）基础上提出自适应有源栅极驱动SAGD（selfadaptive active gate drive），在动态均压的同时可将开关损耗降至最低。周野等[48]提出了将栅极延迟控制法与电压钳位法相结合的多级钳位均压电路。Igor Baraia等[49]提出一种有源栅极驱动器，能够把切换过程划分成不同的时间间隔，驱动器对每个时间间隔选择适当的门电流电平，从而实现所需的电压斜率和开关瞬间同步。Lu Ting等[50]设计了一种基于DSP和FPGA的延时控制电路，其具有高采样频率，快速控制响应速度和强大的抗EMI能力。Chen Gen等[51]提出了一种自适应数字栅极控制ADGC（adaptive digital gate control）的策略。在所提出的控制策略中，对开通di/dt和关断dv/dt进行数字采样并反馈给控制单元FPGA。FPGA选择合适的栅极驱动参数，使串联IGBT的开关过程同步。程植等[52]通过控制器提取IGBT关断不一致的延迟时间，通过延迟时间先后给予门极关断信号来补偿预测出的总延迟时间。颜文旭等[53]针对传统IGBT驱动电路会引入寄生电容干扰因素的情形，设计了一种只需从主电路获取控制信号驱动IGBT所需功率的均压电路，减少了寄生电容的引入，在一定程度改善了IGBT的串联均压。

图12 硬件简化电路Fig.12 Simplified circuit of hardware

栅极延迟控制法可以精确地抑制电压不均，电路整体损耗相对于其他主动均压方式也十分小。但是由于温度等因素影响，栅极信号时延必须在线检测和调整，时延时间较短，在几十到几百纳秒，调整动作必须非常精细，栅极延迟控制法通常无法单独使用，而是作为其他方法的补充方法。

3 IGBT串联均压方法对比分析与展望

3.1 IGBT串联均压方法对比分析

不同的均压方法因为均压机理不同，均压电路的均压效果和实现的难易程度等均有差别。本文考虑均压效果，从均压电路是否能实现瞬态均压、附加损耗的大小和串联数量扩展的难易程度进行对比分析；考虑均压电路实现的难易程度，从均压电路参数选择和控制电路的复杂程度、对驱动电路的影响程度和电路可靠性进行对比分析。

图13给出了不同IGBT串联均压方法的电压不均衡度和电压等级对比情况。IGBT串联的电压不均衡度是每个串联器件电压和平均电压的差值ΔVn与平均电压Vn的比值[2]，电压不均衡度越高，由于电压不均对应用系统产生的危害越大，不同应用场景对均压后电压不均衡度的要求也不同。具体各种IGBT串联均压方法对比见表1。

图13 不同均压方法的电压不均衡度和电压等级对比Fig.13 Comparison of voltage imbalance degree and voltage level among different voltage balancing methods

表1 IGBT串联均压方法对比Tab.1 Comparison among voltage balancing methods for series-connected IGBTs

结合表1和图13，被动均压方法和主动均压方法中电压钳位法、栅极动态RCD法不需要控制电路，易于拓展，其应用场景的电压等级能够达到15 kV以上，但均压后电压不均衡度较高，基本在10%以上[5,7,15,16]，同时对电路的均压控制需要反应时间，影响电路的开关频率，适合于高压低频的应用场景。其中被动均压方法拓扑简单，最高可串联64个IGBT模块，串联后可满足44.8 kV的应用场景[10]，且参数选择容易，电路可靠性高，也可作为辅助方法与其他均压电路相结合使用。

准有源栅极控制法、参考电压法和主从控制法能够实现瞬时均压，均压后电压不均衡度为10%以内，准有源控制法可以小于3%[26]，适合于高频的应用场景。但准有源栅极控制法和主从控制法将驱动与均压电路相结合，使串联数目的扩展受到限制，目前文献中最多串联4个IGBT模块[26,27,42]，应用场景电压等级最高[27]为1.6 kV。在高压场景下需要多个IGBT串联时，参考电压法从驱动侧对电路进行控制，器件扩展数量不受限制；当IGBT串联数目较少时，准有源栅极控制法使用单驱动电路和简单的无源电路实现IGBT串联的动态和静态均压，避免了由于驱动信号延迟产生的电压不均，同时不使用外加控制电路，显著减少了系统复杂性和元器件数量，从而在相同电压等级下产生较少的附加损耗。

磁芯同步法和栅极延迟控制法通过调整驱动信号进行均压，均压后可以将电压不均衡度降至2%以下[28,43,52]，栅极延迟控制法最小可将电压不均衡度降至1.3%[52]。但这两种方法均是通过改变驱动信号延迟时间的方法来调节电压不均，仅适合于驱动信号不一致导致电压不均的应用场景，磁芯同步法因耦合变压器体积较大，不易于多个IGBT模块串联时使用，最多实现了4个IGBT模块串联[28]。

3.2 IGBT串联均压方法的挑战与展望

上文已对各种均压方法的优点和缺点进行了总结，随着IGBT器件在耐压等级、材料技术等方面的不断提高，使用均压电路的变流器电路拓扑不断更新，IGBT串联均压方法还具有更大的挑战和广泛的发展空间。

（1）被动均压方法缺点为均压电路产生的损耗较大，精确计算均压损耗、分析损耗产生原因，有助于从源头上减少整个电路带来的损耗。在现有研究中，对串联IGBT被动均压电路损耗计算还不够精确。需要在考虑温度等因素的情况下对IGBT器件和均压电路精确建立损耗模型来实现损耗计算，减小被动均压方法对整个电路的不利影响。

（2）部分主动均压方法电路可靠性较低，在不同应用场景中，对均压方法的分析应包括均压效果、电路可靠性等多个方面，在现有研究中，准有源栅极控制法、参考电压法等方法将驱动电路与均压电路结合以实现瞬时均压，但复杂的参数计算或控制方法会给电路引入不稳定因素，并且对电路可靠性的分析不够深入。需要在参数选择时加入电路的可靠性分析，并尽可能简化控制算法。同时，为便于不同均压方法间的对比，可以建立包含串联器件电压不均衡度、均压电路损耗、控制电路复杂程度和均压电路稳定程度等多种指标为一体的评价体系。

（3）如何实现在高压高频下IGBT的串联均压，随着IGBT工艺水平的进步和SiC等新一代半导体材料的使用，单个IGBT的开关速度越来越快、耐压等级越来越高。在现有研究中，对高压高频或SiC IGBT应用场合下串联电压不均研究较少。对于被动均压方法，需要考虑无源器件的耐压值和均压电路产生的损耗；对于主动均压方法，在优化均压反馈时间的基础上，还可以考虑结合不同均压方法优点实现混合均压，从而达到高压高频场景的应用要求。

4 结语

本文在总结了IGBT串联不均压原因的基础上，从主动和被动两个方面综述了IGBT串联均压方法的特点和基本原理，从瞬态均压、附加损耗和参数选择等多个指标对比分析了不同均压方法之间的优缺点，对比得到在低频应用场景下，被动均压方法更能够发挥拓扑简单的优势，同时也可作为其他均压方法的补充方法；在高频应用时，参考电压法更适用于器件扩展数量较大的场景，当器件串联数目较少时，准有源栅极控制法因均压电路损耗较低且不需外加控制电路，能够更好地满足均压要求。最后指出了IGBT串联均压方法研究面临的挑战和进一步研究方向。