分散式风电变流器的混合式空间矢量调制方法

邹启群，王卫星，舒逸石，张 霄，席晟哲

（1.国网河南省电力公司安阳供电公司，河南 安阳 455000；2.许继电气股份有限公司，河南 许昌 461000；3.许昌许继软件技术有限公司，河南 许昌 461000

0 引 言

新能源的发展是实现化石能源到新能源转型的有效途径，在国家政策的支持下，近几年得到了前所未有的发展。当前，集中式光伏和风电的大面积接入电网，存在远距离输电损耗大和电能无法消纳的问题，针对这些问题，在负荷聚集中心安装分散式风电，实现就地消纳和自发自用，解决了新能源发展存在的问题。同时，分散式发电和非线性负荷的大量接入给电力系统的电能质量造成了污染。分散式风电与风速等外在因素息息相关，如在白天风速小时，分散式风电工作在低功率区间，并网电流谐波含量较大造成电网污染。如何在低功率区间降低分散式风电变流器并网电流的谐波含量，净化电网，满足负荷对电能质量的高要求，是当前需要解决的主要问题。

高转换效率是一直业界关注的热点问题，因此不但要关注变流器低功率区间电流谐波注入的问题，而且也要关注高功率区间变流器转换效率提升难的问题。由于电力电子本身的固有工作特性，使得变流器的高转换效率和电流低谐波含量往往难以兼顾，对此国内外学者做了大量的研究工作，文献[1]提出一种可提高效率的大电流不开断控制方法，具有一定的有效性和可操作性。针对变流器中低功率区间的效率问题，文献[2]分析了传统光伏三电平逆变器的损耗特点，优化了传统三电平并网逆变器的硬件结构和控制策略，提高了光伏逆变器在中低功率范围内的效率。文献[3]通过分析变流器损耗与变流器开关频率的关系，将变流器系统作为一个整体进行效率优化，提出开关频率的设计方法，实现变流器效率的最大化。文献[4，5]通过分析电流情况，在实现中性点电平平衡的同时，降低了变流器的半导体器件损耗。文献[6，7]通过优化LCL虚拟电阻的大小和改进控制算法降低变流器输出电流的谐波含量。但上述文献均未解决变流器在低功率区间电流总谐波畸变率高和在高功率区间转换效率低的问题，具有一定的局限性。

不管是直驱型还是双馈型风电，都需要用到DC/AC变流器，但因为应用场合的不同，可基于相同硬件的主拓扑结构，植入不同的控制程序，实现不同功能。DC/AC变流环节是其共有的关键部分，本文基于三电平中点钳位DC/AC拓扑结构，在控制策略一定的情况下，改变传统在控制环中调整算法对其进行优化的方式，创新性地从优化调制方式着手，重点从变流器电流谐波影响因素出发，融合五段式和七段式空间电压矢量调制算法（SVPWM）的优点，以50 kW风力变流器为研究对象，探讨了一种适用于中小功率等级变流器混合式SVPWM调制方法。该方法可降低变流器在低功率区间的并网电流谐波含量，提高高功率区间的逆变效率，并通过仿真和实物验证了该调制方法的有效性。

1 拓扑结构

本文以目前分布式电源常用的三电平二极管中点钳位拓扑为基础，拓扑结构示意图如图1所示。交流滤波器采用单L滤波器，其中L代表滤波器，R代表等效线路电阻，ea、eb和ec代表大电网三相电压源，n为电网中性点。

图1 变流器主电路拓扑结构示意图

2 DC/AC变流器谐波含量的影响因素

DC/AC变流器工作在逆变状态时，将直流电通过一定的开关组合输出与控制策略目标函数等效的方波，但此时含有大量的谐波，无法直接利用，需要添加滤波器滤除斩波后信号中的高次谐波。对DC/AC变流器而言，其斩波后信号的谐波含量由开关器件的占空比和开关频率决定。DC/AC变流器所采用的滤波器（单电感滤波或LCL滤波）是一个低通滤波器。滤波器将滤除经开关器件斩波后得到电压电流中的高频分量，保留其低频部分，从而使得变流器输出电流为正弦波。电感并不是一个理想的低通滤波器，难以完美地滤除高频谐波，而这些高频谐波就是电压或电流畸变率的主要来源。本节重点分析调制比和开关频率与电流谐波含量的关系，具体如下。

2.1 调制比与谐波含量的关系

利用MATLAB/Simulink软件搭建单相DC/AC变流器等效仿真模型，并去除变流器的滤波部分，即DC/AC变流器直接与阻性负载相连。仿真模型如图2所示，DG为直流电源，Udc为直流电压，idc为直流侧输出电流，V为桥侧电压，i为交流电流，R为交流负载。

图2 单相DC/AC变流器仿真模型示意图

仿真试验将调制波和载波的峰峰值数据均以调制波峰值为基准进行归一化处理。调制波采用正弦波，设定正弦波频率为50 Hz，峰峰值为2 V载波采用三角波，选取峰峰值为2 V和峰峰值为5 V，频率均为5 kHz，此时对应的调制比分别为1和0.4。对变流器输出的电流波形进行快速傅里叶分析，验证不同调制比对电流谐波的影响。仿真结果如图3所示，纵坐标为归一化电流，横坐标为开关频率。

图3 傅里叶分析后得到的各频率下的幅值分布情况

从图3可以看出，当三角波峰峰值与正弦波峰峰值比较大时，即调制比较小时，斩波形成的电流波形中高频谐波含量较高。此时，需要选择截止频率较低的滤波器，才能保证变流器输出信号的谐波含量在合理范围内。这也说明了在变流器输出功率远低于额定功率时，变流器输出电流的谐波含量更多，即调制比越低，谐波含量越高。在开关频率和滤波器参数确定的条件下，变流器输出电压和电流的谐波分量主要是由变流器拓扑的工作特性决定的。

2.2 开关频率与谐波含量的关系

仿真模型和第一组试验相同，实验选取两组载波数据，峰峰值均为2 V，频率分别为2.5 kHz和5 kHz的三角波，调制比均为1。对斩波后的电流波形进行快速傅里叶分析得到如图4所示。

图4 傅里叶分析后得到的各频率下的幅值分布情况

从图4可知，电流谐波含量主要集中在开关频率附近，三角波的频率对斩波后信号的开关频率上的谐波含量没有较大影响。依据低通滤波器的特点，在交流滤波器确定的情况下，开关频率越高，电流谐波含量越低。

2.3 三电平DC/AC变流器模拟仿真

为了验证上述观点的正确性，搭建如图1所示的Simulink三相DC/AC逆变器并网仿真模型，并网线电压为380 V，额定功率为10 kW，采用常规七段式SVPWM调制方式，并分别设定仿真模型的开关频率为5 kHz和10 kHz，在0.6 s时，变流器输出A相并网电流峰值从5 A切换至20 A。仿真结果如图5所示。

从图5可得，当开关频率提高时，变流器的电流总谐波畸变率有了较为明显的降低。当输出电流增大时，即调制比变大时，电流总谐波畸变率明显降低，且不同开关频率下的电流总谐波畸变率差距在缩小，与上节分析结果相吻合。

图5 实验得到的两个频率下电流总谐波畸变率随时间变化情况

3 五段式和七段式SVPWM调制方式对比分析

对变流器而言，从零矢量的分配角度分类，常见的SVPWM调制方式包括五段式和七段式[8-10]。图6和图7分别为七段式调制方式示意图和五段式调制控制方式示意图。图中cmp1、cmp2以及cmp3分别为三电平DC/AC的3个桥臂功率器件的导通时间。从图6和图7可以看出，在一个开关周期内，五段式调制方式比七段式调制方式单个桥臂的开关次数减少了4次，可有效降低功率器件的开关损耗，同时五段式调制方式会增加谐波含量。

图6 七段式控制方式示意图

图7 五段式控制方式示意图

为了研究五段式控制方式和七段式控制方式对变流器转换效率和电流总谐波畸变率的影响，本文利用Simulink软件建立了三电平DC/AC变流器并网仿真模型，工作于逆变状态，额定功率为50 kW，设定直流电压为700 V，交流线电压为380 V，输入功率为5 kW，分析该模型在5 kHz、10 kHz、15 kHz以及20 kHz开关频率和两种控制方式下变流器转换效率及电流总谐波畸变率随开关频率的变化情况。仿真结果如图8和图9所示。

图8 两种控制方式下的转换效率

图9 两种控制方式下的电流谐波总畸变率

从图8可知，开关频率从5 kHz到20 kHz，五段式逆变效率降低了3%，七段式逆变效率降低了2.8%，五段式较七段式逆变效率最大高0.8%；从图9可知，开关频率从5 kHz到20 kHz，五段式电流总谐波畸变率降低5%，七段式电流总谐波畸变率降低4%，七段式较五段式电流总谐波畸变率最大低2%。即在一定条件下，随着开关频率从5 kHz增加到20 kHz，50 kW DC/AC变流器在五段式和七段式SVPWM调制方式下转换效率和并网电流总谐波畸变率均降低，但五段式比七段式转换效率和电流总谐波畸变率高。

4 一种混合式SVPWM调制方法

4.1 算法流程分析

SVPWM在进行控制时必然会产生中性点偏移的情况，通过调节两个零矢量的占比可以有效抑制中性点偏移。当其中一个零矢量占比为0时，七段式控制方式就会变成五段式控制方式，实现七段式到五段式的切换。反之亦然。本方案重点需要根据选定的IGBT本身特性确定开关频率的调节范围，根据50 kW变流器的设计经验，可将基本开关频率设定为10 kHz，下限为5 kHz，上限为20 kHz，电流总谐波畸变率为并网电流总谐波畸变率。由于变流器的功率输出一般是从小逐渐增大，因此初始调制方式设定为七段式SVPWM调制，方案详细工作流程如图10所示。

图10 混合式SVPWM调制方式控制流程

本文设计的适用于中小功率等级的变流器混合调制方法在输出功率较低，电流总谐波畸变率大于设定值时，采用七段式SVPWM调制方式，并在IGBT正常工作范围内提高开关器件的开关频率，从而降低变流器电流总谐波畸变率。当输出功率较大时，根据变流器电流总谐波畸变率降低变流器开关器件的开关频率，并灵活切换变流器工作方式，从而确保变流器电流总谐波畸变率≤5%，实现变流器效率的提升。

4.2 仿真分析

通过Simulink软件搭建了图1所示拓扑结构的50 kW风电变流器仿真模型，直流侧电压为700 V，交流线电压为380 V。为了验证前文所述方法的准确性，试验分别采用七段式SVPWM调制方式、五段式SVPWM调制方式以及混合式SVPWM调制方式进行对比分析，设定并网电流随仿真时间变化设定值，如表1所示。3种调制方式对应的逆变效率和并网电流总谐波畸变率仿真结果如图11和图12所示。

表1 并网电流设定值

图11 3种调制方式下逆变效率的变化情况

图12 3种调制方式下电流谐波总畸变率的变化情况

从图11和图12的仿真结果可知，在变流器输出功率较低时，采用混合式调试方式降低了变流器转换效率的同时，也降低了并网电流总谐波畸变率。当变流器输出功率增大时，采用混合式控制方式通过牺牲一定电流总谐波畸变率的方式，提升了变流器的转换效率。从整体情况来看，混合式SVPWM调制方式在50 kW变流器的低功率区间和高功率区间较好地兼顾了电流总谐波畸变率和逆变效率。

5 实验验证

基于二极管中点钳位三电平DC/AC拓扑结构，采用LCL滤波器，开发了单级式高功率密度50 kW风电变流器标准功率模块，并在实验室搭建了并网试验平台，如图13所示。试验所采用变流器实物如图14所示，采用日本横河WT1800高精度功率分析仪测量变流器在不同功率环境下的功率及谐波变化情况。重点对比低功率段和高功率段，设定变流器输入功率选择5%、10%、20%、75%以及100%额定功率5个点进行试验,设定直流电压为700 V，闭合分离开关K1、K3以及K4，使其工作于逆变状态。风电变流器满功率放电A相电压和电流波形如图15所示，实验得到的数据如表2所示。

图13 试验平台示意图

图14 50 kW风电变流器功率模块

图15 风电变流器A相电压和电流波形

如表2所示，在5%、10%以及20%的3个额定功率点，混合式SVPWM调制方式使并网电流总谐波畸变率最大降低了约1.53%，但是逆变效率最大降低了约0.7%。在75%和100%额定功率点，混合式SVPWM调制方式使逆变效率最大提高了约0.41%，并网电流总谐波畸变率最大提高约0.17%。混合式SVPWM调制方法可有效降低50 kW三电平风电变流器在低功率区间的电流谐波总畸变率，并有效提高高功率区间的转换效率。但是由于大功率变流器的IGBT功率器件本身工艺和特性限值，导致无法采用高开关频率，因此本文的方法只适用于中小功率等级变流器。

表2 两种不同SVPWM调制方式下效率和电流总谐波畸变率

6 结 论

为解决分散式风电在低功率区间电流谐波畸变率高和在高功率区间效率低的问题，分析五段式和七段式SVPWM算法优缺点，探讨一种适用于中小功率等级变流器的混合式SVPWM调制方法，并以50 kW三电平风电变流器为例展开仿真和试验验证，证明该方法的有效性。但是，在实际开发过程中，由于大功率等级变流器的IGBT特性限值，不适用该方法，因此针对中小功率等级三电平DC/AC变流器，可依据功率器件特性和工作环境等因素，灵活选择开关频率调整范围。