基于DSP的无桥PFC变换器研究

朱才青　曹彪　钟磊　江伟

摘要：针对传统开关电源桥式整流滤波部分给电网带来的谐波污染，高效率无桥功率因数变换器成为国内外学术界以及工业界的研究热点。立足于双二极管式无桥PFC（2nd DBPFC）变换器，完成变换器系统方案设计与器件选型，详细分析其工作模态，并结合平均电流控制策略完成2nd DBPFC变换器控制程序的编写。基于含有DSP内核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一台1 kW 的2nd DBPFC变换器。试验结果表明，变换器在220 V输入满载条件下，功率因数达到98.7%。

关键词：无桥功率因数变换器;工作模态;平均电流控制

中图分类号：TG434.1 文献标志码：A 文章编号：1001-2303（2020）01-0063-05

DOI：10.7512/j.issn.1001-2303.2020.01.10

0 前言

随着工业化进程的加快，开关电源的应用日益广泛，与此同时开关电源中整流滤波部分大电容的存在给电网注入了大量高次谐波，降低了电能的生产、传输和利用效率，甚至在一定程度上影响到电网的正常运行[1]。为此不少发达国家和国际合作组织对接入电网的开关电源的谐波都制定了严格的标准。高效率的无桥PFC变换器成为国内外学术界以及工业界的研究热点。

随着半导体技术的快速发展，SiC、GaN等高性能的高频功率开关器件相继推出，无橋PFC拓扑的工业化应用成为可能。学术界和工业界围绕最初的基本型无桥拓扑拓展出许多新的无桥拓扑结构，其中2nd DBPFC拓扑结构具有共模干扰小、驱动控制简单、工作效率高等优点，在工业界受到普遍青睐[1]。本文基于2nd DBPFC拓扑结合平均电流控制策略完成2nd DBPFC变换器系统设计和控制程序的编写，并基于含有DSP内核的PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一台1 kW的2nd DBPFC变换器样机。试验结果证明了2nd DBPFC拓扑结构的合理性和实用性。

1 电路设计

1.1 系统方案设计

2nd DBPFC变换器主要由主电路和控制电路两部分组成，如图1所示。主电路由分别工作于输入电压正负半周期的2个Boost变换器组成[2]。输入电压正半周期时L1、IGBT1、VD1组成一个Boost变换器;输入电压负半周期时L2、IGBT2、VD2组成一个Boost变换器。控制电路主要由DSP控制器、输入电压调理电路、输出电压调理电路、电感电流调理电路、PWM驱动电路以及故障信号显示电路组成。

1.2 工作模态分析

2nd DBPFC变换器在单个工频周期内的工作模态根据交流输入电压的正负半周期以及功率开关管的通断可分为四种工作模态。当输入电压在正半周期时，电路分为两种工作模态：开关管IGBT1导通时，输入电流经过电感L1和IGBT1后，通过整流二极管VD3返回电源，同时负载R所需能量由输出电容C提供，工作模态1等效电路见图2a;当开关管IGBT1关断时，快恢复二极管VD1导通，输入电流经过电感L1和快恢复二极管VD1给负载R和电容C提供能量，电流经整流二极管VD3返回电源，在此过程中输入电源和电感L1共同给负载R和电容C提供能量，电感储能减少，工作模态2等效电路见图2b。在输入电压负半周期内，电路也分为两种工作模态：开关管IGBT2导通时，输入电流经过电感L2和IGBT2后，电流经过整流二极管VD4返回电源，同时负载R所需能量通过输出电容C提供，工作模态3等效电路见图2c;当开关管IGBT2关断时，快恢复二极管VD2导通，输入电流经过电感L2和快恢复二极管VD2后给负载R和电容C提供能量，最后经整流二极管VD4返回电源，在此过程中输入电源和电感共同给负载R和电容C提供能量，电感储能减少，工作模态4等效电路见图2d。

此种拓扑结构在工作过程中，输入与输出通过二极管进行连接，输出不受开关频率的影响，可以大幅度降低共模干扰[2]。电路采用不带体二极管的IGBT作为功率开关管，减少了电流经功率开关管的体二极管返回电源的流通路径，降低了电流采样的难度[3]。并联IGBT的源极都与功率地相连，故而电路只需一路驱动信号，控制简单，同时其通态损耗低、电磁干扰小，在大功率应用场合具有一定优势，因此本文基于此种拓扑进行高效率无桥PFC变换器的设计。

1.3 器件设计选型

1.3.1 Boost电感的设计

1.3.2 功率开关器件的设计

在2nd DBPFC主电路中，当功率开关管导通时，流经功率开关管的电流为电感电流。当开关管关断时，开关管上的电压为输出电压。因此在选择功率开关管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值[4]。通常功率开关管的选择会考虑实际流过电流乘以1.5倍裕量，开关管的耐压值为输出电压乘以1.2倍裕量[4]。

根据变换器工作参数，功率开关管IGBT1、IGBT2选取IR公司的IGBT开关管IRG4PF50W，其额定电压为900 V，100 ℃时额定电流为28 A;快恢复二极管VD1、VD2选取RHRP3060，其额定电压为600 V，额定电流为30 A;整流二极管VD3、VD4选取20A10，其额定反向击穿电压为1 000 V，额定电流为20 A。

1.3.3 输出电容的设计

输出电容的选取主要取决于电网掉电后输出电压维持时间。维持时间长短与输出电容、负载功率、输出电压等因素有关[5]，电容值与各因素之间的关系式为

针对本设计，PO为1 kW，Δt取20 ms，UO为400 V，UO_min为310 V，根据式（7）可得C=626 μF，可将4个680 μF/400 V 的电解电容两两串联再并联使用。

1.3.4 控制电路设计

目前工业界主流的控制方式是模拟控制，其具有成熟的控制方法以及针对不同控制策略商业化的集成芯片，使用简单。但是相较数字化控制，模拟控制使用元器件多，易受元器件老化、温度和外界干扰影响。故而采用DSP进行数字化控制正成为工业界的发展方向。PIC32MK1024MCF064芯片具有DSP内核，最高主频可达198 MHz，能够满足高频开关频率要求。本设计采用2nd DBPFC拓扑结构结合平均电流控制策略，通过检测输入电压、电感电流和输出电压三个物理量，实现功率因数校正。

根据第一节对2nd DBPFC拓扑结构工作模态的分析，采用不带体二极管的IGBT作为功率开关管，在一个完整开关周期内，无桥PFC变换器具有一条固定的电流回路返回交流输入源。因此，针对关键电感电流的采样具体可行的方案有：（1）电路中串联采样电阻;（2）采用电流互感器采样电感电流;（3）通过霍尔电流传感器采样电感电流。综合考虑成本、安全性以及采样信号可靠性，最终采用霍尔电流传感器结合电流调理电路来实现电感电流采样，同时通过霍尔电压传感器结合相应的电压调理电路分别进行输入电压和输出电压的采样。

2 校正算法与软件

功率因数校正主要实现两个目标：稳定输出电压;输入电流正弦跟随输入电压。在平均电流控制模式中，采用电流电压双环控制，其中电压控制环实现稳定输出电压，电流控制环实现输入电流正弦跟随输入电压，平均电流控制算法结构如图3所示。

将输出电压Uout与电压给定基准Uref进行比较，通过电压环PI调节得出调制电压Um。计算整流输入电压Uac、调制电压值Um和整流输入电压平均值Uavg的平方倒数的乘积获得电流给定基准值Iref

电流幅值信号平均值Iavg与电流给定基准值Iref进行比较，通过电流环PI调节使得电流幅值信号平均值正弦跟随输入电压，同时通过控制开关周期内功率开关管通断时间实现输出电压的稳定，以形成电压电流闭环控制。

电流给定基准Iref中整流输入电压分量uac使得电流给定基准与整流输入电压同频同相，电流幅值信号平均值Iavg可以实现更好的相位跟随。

另外，电流给定基准中整流输入电压平均值分量是为了实现输入电压前馈，从而实现在负载恒定不变、输入电压在一定范围内变化的情况下，保证输入功率稳定不变[6]。

3   试验结果分析

基于2nd DBPFC拓扑结构，结合平均电流控制策略，使用PIC32MK1024MCF064芯片研制了一台1 kW的2nd DBPFC变换器，其设计指标为：输入电压为交流176～264 V，输入电压频率为工频50 Hz，输出电压400 V。

通过电压检测电路和电流检测电路可以得到变换器工作时输入电压和电流在时域上的离散信号，再利用MATLAB通过快速傅里叶变换（FFT）将采样信号的时域采样变换为频域采样，由此得到输入电压和电流的基波相位差以及输入电流谐波畸变率[7]。最后通过功率因数计算得到變换器的功率因数，不同负载情况下测得的功率因数曲线如图4所示。

样机满载输出时，输入电压电流波形以及输出电压波形如图5所示。分析波形可知，输入电流很好地跟随输入电压，输出电压稳定升压到392 V。负载从空载突然跳变到满载时输入电压电流和输出电压波形如图6所示，输出电压约有52 V的突降，同时经过约50 ms恢复到稳态392 V;输入电流经过约30 ms较好地跟随输入电压。

4 结论

本文立足于2nd DBPFC拓扑，完成变换器系统方案设计与器件选型，并详细分析其工作模态，同时结合平均电流控制策略完成2nd DBPFC变换器控制程序的编写。并基于PIC32MK1024MCF064芯片，研制了一台1 kW的2nd DBPFC变换器。试验结果表明，采用双闭环数字控制，变换器在220 V输入及满载条件下，功率因数可达到98.7%。

参考文献：

[1] 易俊宏，马红波，孟庆伟. 高效率、高功率密度无桥PFC设计[J]. 电力电子技术，2017，51（12）：112-116.

[2] 贲洪奇，张继红，刘桂花，等. 开关电源中的有源功率因数校正技术[M]. 北京：机械工业出版社，2010.

[3] 李向恒，郝瑞祥，游小杰. 基于功率解耦的无桥PFC变换器[J]. 电力电子技术，2018（4）：84-87.

[4] 杨淇. 高效率PFC变换器的研究[D]. 浙江：浙江大学，2016.

[5] 刘桂花. 无桥PFC拓扑结构及控制策略研究[D]. 黑龙江：哈尔滨工业大学，2009.

[6] 杨靖. 基于DSP的单相功率因数校正数字控制研究[D].南京：南京航空航天大学，2007.

[7] 邓璟睿，朱才青，江伟，等. 逆变直流电阻点焊电源功率因数研究[J]. 机电工程技术，2019， 48（09）：81-84.