应用于太赫兹源信号实现的宽带四倍频链路设计

李世元

(天津大学 天津市成像与感知微电子技术重点实验室,天津 300072)

1 引 言

太赫兹(THz)辐射是0.1～10 THz的电磁辐射,介于无线电波与光波之间,此波段的电磁辐射具有很多独特的性质:①对介电材料和非极性液体具有良好穿透性,可用作透视成像；②光子能量低,具有安全性；③包含了丰富的光谱信息。因此,太赫兹技术广泛应用于卫星遥感、成像探测、生物医学和射电天文学等领域。

然而,由于太赫兹波源的问题一直未能很好解决,太赫兹科学技术的发展受到很大限制,形成了所谓的“THz Gap”[1-3]。目前,太赫兹源的主要实现方法是通过基波振荡、谐波提取及倍频技术[4]。随着工作频率的提高,直接通过振荡器来获得高输出功率、低相位噪声的高性能信号源是非常困难的。因此,可采用工作在较低频率的振荡器结合倍频器的方式来获取具有高输出功率、低相位噪声和良好稳定性的高品质太赫兹源。故开展有关应用于太赫兹源信号实现的倍频器的研究具有重要的意义。

本文基于55 nm CMOS工艺,结合跨导增强的双推技术与幅度相位纠正技术,提出了一种应用于太赫兹信号源的宽带四倍频链路。

2 倍频器工作原理

常见的倍频器按工作原理可分为吉尔伯特单元倍频器、结合滤波网络的单端倍频器、分布式倍频器、平衡式倍频器等[5]。

其中,以push-push结构为基础的平衡式倍频器,采用差分信号的输入方式,增大了输入功率,同时起到宽带基波抑制的功能,节省了面积并简化电路,因此在倍频器设计中具有广泛应用。

传统push-push平衡式倍频器如图1所示,流经晶体管的电流可以建模为:

I=νsatWCOX(VGS-VTH)=KV0cosω0t

(1)

其中,V0代表了单侧电压摆幅。

对上式进行傅里叶级数展开,可表示为:

(2)

图1 传统push-push二倍频器

本设计采用跨导增强的push-push倍频结构,如图2所示。每一个晶体管栅极被输入信号驱动,且源极被反相信号驱动,从而得到更大的输入驱动摆幅。假设栅极驱摆幅为源极驱动摆幅的α倍。于是,在共模点输出的二次谐波电流分量可表示为:

(3)

由此可见,相较于传统push-push倍频结构,采用跨导增强的push-push结构,可使跨导增大1+α倍,从而提高了二次谐波电流,增大了倍频器的输出功率与倍频增益。

图2 跨导增强的push-push二倍频器

3 链路有源巴伦的设计

在倍频链路中,需要采用巴伦结构将单端信号转为差分信号。巴伦按组成可分为有源巴伦与无源巴伦。在射频集成电路中,相比于无源巴伦,有源巴伦由于小型化和可能带来的增益而受到许多关注[6-8]。然而,当工作频率接近毫米波时,由于寄生效应的影响,传统巴伦结构的输出端存在较大的幅度与相位误差,这会导致平衡式push-push结构在倍频合成时,不能够完全抵消和抑制基波与奇次谐波,继而恶化了倍频增益与谐波抑制性能。

为了克服上述问题,提出采用应用于有源巴伦的幅度相位纠正技术,在毫米波频段下实现对传统巴伦输出端幅度与相位误差的同时纠正。

图3为所提出的幅度相位纠正技术原理图,其中,纠正电路包含两个相同的共源共栅结构,共源结构对信号进行反相放大而共栅结构对信号同相放大。将输入端口间相位误差表示为ΔθA,幅度误差表示为GA。考虑到实际情况中寄生的影响,纠正电路中的共源共栅结构也会引入新的幅度与相位误差。因此将共源共栅结构所引入的相位误差表示为ΔθB,幅度误差表示为GB。

图3 幅度相位纠正技术原理图

纠正电路将输入信号分为四条支路信号,各支路电流表示为:

(4)

四条支路的电流信号在输出端重新组合,产生一对新的差分信号,表示为:

(5)

(6)

通过对比式(5)、(6)中各项的系数和初相位,可以观察到在新产生的输出信号,即Vout1与Vout2之间,存在四处不同。然而,由于幅度误差G与实数值2相比通常较小,因此最终的输出信号Vout1与Vout2可近似视为差分信号。因此该结构可以对幅度与相位误差进行有效抑制,且不依赖于特定的无源寄生补偿方法,在毫米波频段同样适用。

为了验证幅度相位纠正技术在不同输入误差下的适用性与鲁棒性,通过改变输入信号间的幅度与相位误差,重复进行仿真,来观察纠正后的输出端口处幅度与相位误差,如图4所示。

图4 在不同输入条件下,输出端口处幅度与相位误差结果

可以看出,当输入信号间的幅度误差在0～10 dB、相位误差在10°～100°范围内取值时,输出端幅度误差均低于0.3 dB,相位误差均低于5.3°。

因此,经电路仿真验证可得,该技术在毫米波频段下展示出良好的幅度相位纠正性能,能够对传统有源巴伦的输出不匹配进行纠正,在实现信号转换功能的同时,改善了下一级平衡式push-push倍频器输入信号间的幅度与相位误差,继而提高了倍频器的增益谐波抑制性能。

4 电路设计与原理分析

本文提出了一种基于55 nm CMOS工艺的太赫兹波段高倍频增益高输出功率宽带四倍频链路,倍频方案如图5所示。

该四倍频器采用倍频-有源巴伦-再倍频的结构。第一级二倍频器采用单端倍频结构,将信号由60 GHz倍频到120 GHz；之后通过新型有源巴伦将120 GHz的单端信号转为差分信号,既提高了链路增益,又减小了传统巴伦结构的输出端幅度与相位误差,改善谐波抑制性能；第二级倍频器采用跨导增强 push-push结构,进一步提高了倍频增益与输出功率,从而在输出端得到中心频率为240 GHz的高性能太赫兹波源。

图5 太赫兹波段四倍频器框图

太赫兹波段四倍频器整体电路拓扑如图6所示。

图6 太赫兹波段四倍频器整体电路原理图

第一级倍频器采用单端结构,将晶体管偏置在B类,从而在输出端得到较多的基波分量和二次谐波分量,其中基波分量需要通过高通滤波网络滤除。传统滤波方法为在输出端并联一段基波频率下的开路型四分之一波长传输线。然而,四分之一波长传输线会占据较大的芯片面积,且不能够完全滤除基波分量。为了减小芯片面积,提高基波抑制同时降低损耗,采用电容结合微带线的谐振网络作为滤波网络,如图中所示。该设计中微带线电长度为25°,与四分之一传输线相比缩短了72 %。

在级间有源巴伦的设计中,首先利用共源放大器对信号进行反相放大的特性,得到一对近似差分的信号；之后采用幅度与相位纠正技术,基于共源-共栅结构,对两路近似差分信号进行分配与矢量组合。在分配与重组的过程中,原幅度与相位误差被平均分配到不同输出端口中,继而实现对幅度与相位误差的同时纠正。同时采用电流复用技术,进一步降低电路功耗。

第二级倍频器采用跨导增强push-push结构,最终实现四倍频信号输出。在该部分倍频结构中,每一个晶体管的栅极被输入信号驱动,且源极被反相信号驱动,相比于传统的push-push结构,增大了输入信号Vgs的摆幅,从而提高了输入信号的功率,且不引入额外的有源电路,从而在获得较大增益的同时进一步降低了电路功耗。

5 电路仿真结果

倍频器电路使用Agilent ADS软件基于55 nm CMOS工艺模型进行设计和仿真。在200～268 GHz频段内,输入功率为0 dBm时的转换增益随频率变化曲线如图7所示。观察仿真结果可知,在210～256 GHz频段内,倍频增益均大于-4 dB,且当频率为230 GHz时,增益最大为-1.16 dB。

图7 输入功率为0dBm时,倍频增益随频率变化曲线

在230 GHz输出频率下,输出功率和倍频增益随输入功率的变化如图8。当输入功率为4 dBm时,输出功率接近饱和,为-0.5 dBm。当输入功率在-6～4 dBm范围内变化时,倍频增益均大于-5 dB,其中输入功率为-2 dBm时,增益最大为-0.55 dB。

图8 230 GHz频率下,输出功率和倍频增益随输入功率的变化曲线

将本文四倍频器的性能参数与其他文献进行比较,结果如表1所示。通过比较可知,本文实现的太赫兹四倍频链路在带宽、倍频增益与输出功率等方面均表现出较大的优越性,为同频段太赫兹源的设计提供了参考。

表1 本文与其他文献中太赫兹波段四倍频器的参数对比

6 结 论

本文立足太赫兹科技前沿,着力解决太赫兹波源问题。介绍了传统push-push倍频器的基本工作原理,提出将改进后的跨导增强push-push技术运用到倍频器中；分析了毫米波频段下传统有源巴伦的输出不匹配问题,并提出应用于有源巴伦的幅度与相位纠正技术,以实现信号转换功能,同时满足倍频器的增益与谐波抑制要求。结合单端晶体管结构与平衡式倍频结构,基于55 nm CMOS工艺设计了一种应用于太赫兹波源的宽带四倍频链路,仿真结果表明,该四倍频器带宽为210～256 GHz,相对带宽19.7 %,最大转换增益为-0.55 dB,饱和输出功率为-0.5 dBm。本设计为实现高品质太赫兹源提供了新的参考。