四相交错并联工作的高增益DC-DC 变换器

马宇辉，禹 健，刘 鑫，宋晓凡

（山西大学 自动化系，太原，030013）

为提高电压增益，现有文献中提出了很多高增益拓扑。 文献[7]提出采用级联Boost 变换器实现高电压增益，升压效率较高，但主电路结构和控制策略复杂，确保变换器稳定工作也相对困难。 采用耦合电感可提高电压增益[8-9]，但增加了耦合电感和开关电压应力，电磁干扰问题也更加突出。 开关电容型高增益DC/DC 变换器，利用储能电容来实现变换器的高增益目的，然而随着功率等级的提高，电路会产生较大的开关损耗和严重的电磁干扰EMI（ElectroMagnetic Interference）问题[10-12]。

为了实现高升压比，改进传统的高增益升压变换器出存在的诸多问题，在此提出一种四相交错并联工作的高升压比变换器，不仅开关管和二极管的开关应力小，控制简单，电流纹波小，且具有2N（N为整数）多项扩展能力，可以任意增加或减小变换器的相数来调节升压范围。

1 四相交错并联DC-DC 变换器结构及工作原理

1.1 变换器拓扑结构

四相交错并联工作的高增益升压变换器拓扑结构，如图1 所示，其中包括：4 个电感（L1，L2，L3，L4）；4 个二极管（D1，D2，D3，D4）；4 个开关管（S1，S2，S3，S4）；3 个电容 （C1，C2，C3，C4）；uin为输入电压；uout为输出电压。

图1 四相交错并联高增益变换器Fig.1 Four-phase staggered parallel high gain converter

1.2 变换器工作原理

四级升压变换器的关键工作波形如图2 所示。假 设：①电感电流iL1，iL2，iL3，iL4连续；②C1，C2，C3电容值足够大，其两端电压保持不变；③所有器件都是理想器件，不考虑寄生参数等影响。 采用有源开关管S1和S3与S2和S4交错控制的策略，由于开关管占空比D＞0.5 与D＜0.5 时变换器的工作原理类似，故在此以D＞0.5 为例进行讨论。

D＞0.5 时， 在1 个开关周期Ts内变换器有4 个开关状态， 其稳态工作的主要波形如图2 所示，图中D=0.6。 变换器在不同开关状态下的等效电路如图3 所示。 udSj（其中j=1，2，3，4）为开关管Sj的漏源两端电压；电感Lj两端的电压为uLj；流过电感Lj的电流为iLj；流过开关管Sj的电流为iSj；二极管Dj承受的电压为uDj；流过二极管Dj的电流为iDj。电容Ck（其中k=1，2，3） 的两端电压为uCk； 流经的电流为iCk。 其工作状态具体如下：

图2 电路主要波形示意图Fig.2 Diagrammatic sketch of main waveform of circuit

工作状态1如图3a 所示，开关管Sj都处于导通状态，uLj均为输入电压uin，iLj线性上升；电容电流iCk为0，电容电压uCk保持不变。

工作状态2如图3b 所示， 开关管S1和S3关断，输入电压uin和储能电感L1通过二极管D1向C1充电；输入电压uin，储能电感L3及储能电容C2通过二极管D3向C3充电；L2通过由输入电源uin，S2构成的回路存储电荷；L4通过由输入电源uin，S4构成的回路存储电荷。

工作状态3如图3c 所示，开关管Sj均处于导通状态，与工作状态1 相同。

工作状态4如图3d 所示， 开关管S2和S4关断，输入电压uin，储能电感L2及储能电容C1通过二极管D2向C2充电；输入电压uin，储能电感L4以及储能电容C3通过二极管D4向输出端供电；L1通过由输入电源uin，S1构成的回路存储电荷；L3通过由输入电源uin，S3构成的回路存储电荷。

图3 变换器工作过程Fig.3 Converter working process

2 新型逆变器的性能分析

四相交错并联工作的高增益升压变换器的多项性能，包括电压增益M，开关管及二极管电压应力，电压损耗及电容电感值设计。 在此选取文献[7-9]中2 种典型的高增益变换器（级联型和耦合电感型）进行性能对比。

2.1 电压增益M

如图3 所示，电感Lj的一个充放电周期为T，D为占空比，根据电感L1，L2，L3，L4的伏秒平衡，可得

化简式（1）～（4），得到

合并式（5）～（8），可得电压增益M 为

此外，有

2.2 开关管以及二极管电压应力

有源开关管S1及二极管D1所承受的电压应力分别为

有源开关管S2及二极管D2所承受的电压应力分别为

有源开关管S3及二极管D3所承受的电压应力分别为

有源开关管S4及二极管D4所承受的电压应力分别为

由式（11）～（14）可知，开 关管S1，S2，S3，S4所承受的电压应力均为输出电压uout的1/4， 二极管D1和D4所承受的电压应力均为输出电压uout的1/4，二极管D2和D3所承受的电压应力均为输出电压uout的1/2。

2.3 电压损耗

在此所提出的四相交错并联高升压变换器在实际工作时，因为各元器件均存在寄生参数，所以变换器实际输出电压将低于理论分析值。 其中，电感的等效串联电阻、电容的等效串联电阻、开关管导通电阻和二极管正向导通压降等都会对输出电压产生影响，其中以二极管正向导通压降对输出电压的影响最大。 为简化分析，在此仅考虑二极管正向导通压降VF对输出的影响，可以得到实际输出电压与VF的关系为

2.4 电感设计

假设变换器工作在临界连续状态，其发生条件为

其中

式中：R 为输出负载。 电感Lj两端的时域表达式为

式中：ΔiLj为电感电流纹波。 当电感值为Ljcr时，电路工作在临界状态，由式（9）（16）（17），可得

当满足条件iout＞ΔiLj/2 时， 电路即可工作在连续状态。 因此，为保证电路工作在连续状态，选取电感时其最小值应满足Lmin＞Lcr。

2.5 电容设计

假设电容最大电压纹波不超过电容电压的

xcr%，由图3b 和图3d 所示的2 个模态，可得

其中

式中：iCk为流过电容Ck的电流；ΔVCk为电容Ck的电压纹波。

2.6 性能比较

所提四相交错并联工作的高升压DC-DC 变换器，与文献[7-8]所述变换器在数量、电压应力和升压比等方面的比较见表1。

表1 几种变换器的性能比较Tab.1 Performance comparison of several converters

由表可知，四相交错并联高增益升压变换器与文献[7]的级联型变换器相比，在同样级数的前提下，开关管器件的电压应力相同，也具有较高的效率和较强的拓展性， 而本文变换器的控制简单，工作稳定；文献[8]所提耦合电感型变换器，与本文变换器相比，虽然开关器件数较少，所用成本低，但由于耦合电感存在漏感，开关管的电压应力会增加，效率会降低，而且拓展性较差。

3 试验分析

为了验证所述变换器的可行性和理论分析的正确性，在此搭建了试验平台。变换器的升压比为4倍，开关频率为50 kHz，经过综合分析，得到试验具体参数见表2，关键参数的试验波形如图4 所示。

开关管电压应力波形如图4a 所示。 由图可见，各开关管两端的电压uS1，uS2，uS3，uS4均为输出电压的1/4，即uS1=uS2=uS3=uS4=100 V，与理论分析是一致的。

二级管电压应力波形如图4b 所示。 由图可见，各二极管两端的电压uD1=uD4=100 V，uD2=uD3=200 V，这是与理论分析一致的。

表2 试验具体参数Tab.2 Test specific parameters

电容电压波形如图4c 所示。 由图可见，电容器两端的电压uC1=100 V，uC2=200 V，uC3=300 V，也与理论分析一致。

输入输出电压波形如图4d 所示。 由图可见，输入电压uin=40 V，输出电压uout=400 V。 这证明了高升压增益。

由试验数据及波形可见，理论分析和试验结果一致，证明了理论分析的可实践性和有效性。

图4 几种关键参数的试验波形Fig.4 Test waveforms of several key parameters

4 结语

详细论述了四相交错并联工作的DC-DC 升压变换器的拓扑结构、 工作原理以及多项性能分析。所提出的升压变换器， 由于存隔值分压电容的存在，降低了开关管和二极管上的开关应力，增加了电路优势，从而使用低电压等级的开关器件，降低了成本；可以在不采用任何额外电路的情况下实现交错相位的均流功能，减少电感纹波电流；具备很好的可扩展性，可以简单地通过增加或减少开关管与Boost 回路地数量来调节升压范围。