降低共模电压的三电平变流器SVPWM策略

牛学洲, 侯蕊欣

(1.国网山东省电力公司 菏泽供电公司,山东 菏泽 274000; 2.上海电力大学 经济与管理学院，上海 200090)

由于具有输出波形好、谐波含量低、效率高等优点,中点钳位型(neutral point clamped,NPC)三电平逆变器(three-level inverter,TLI)不但被广泛地应用于高中压领域[1],而且逐渐成为低压应用场合的一种可行且具有吸引力的候选方案[2]。然而,对于NPC TLI来说,降低共模电压(common mode voltage,CMV)和控制中点电压(neutral point voltage,NPV)是NPC TLI在实际应用中的关键技术问题。

NPC TLI调制策略是两电平调制策略的一种延伸,通常是载波脉宽调制(carriev-base pulse width modulation,CBPWM)和空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)。当向CBPWM的调制波注入特定的零序电压时,上述2种调制策略的开关序列是相同的,这表明两者是等效的[3]。SVPWM和CBPWM的缺点是在调制度高、负载功率因数低的情况下,中点上存在低频电压振荡,导致输出电压含有低次谐波。

文献[4]提出了一种虚拟SVPWM(VSVPWM)调制策略,该策略能够在全调制度和全功率因数范围内控制中点电压,但开关次数比SVPWM增加了1/3；文献[5]提出了一种SVPWM和VSVPWM的混合调制策略,用于优化开关损耗; 文献[6]提出了另一种SVPWM和VSVPWM的混合PWM策略,可以通过混合比例调节实现中点电压平衡控制;文献[7]将VSVPWM策略拓展到四电平变换器;文献[8]将VSVPWM拓展到任意电平的二极管钳位型逆变器;文献[9]将其拓展到过调制领域。

共模电压在实际应用中也很重要,但上述文献在控制NPC TLI 的中点电压时都没有考虑到这一点。而在光伏并网逆变器和电机驱动等应用中都希望具有更低的共模电压。高的共模电压可能会引起一些不必要的危害,如电机绕组绝缘材料的电压应力过高、电磁干扰过强以及引起较大的轴电流等。NPC TLI有多种开关状态可以消除或减少共模电压。在此基础上,文献[10]提出了大量降低共模电压的解决方法,通过使用不同的矢量可以将共模电压消除[11]或减少到直流侧电压的1/6[12]; 文献[11]提出了一种选择零共模电压矢量合成参考矢量的调制策略。然而,这种方法只适用于7电平及以上的逆变器。

所有降低或消除共模电压的方法都是基于选择低共模电压或零共模电压矢量的原则,但是却没有考虑中点电压的振荡。为了同时降低共模电压和消除中点电压振荡,本文提出了一种新型虚拟空间矢量调制策略,称之为RCMV-VSVPWM。这种调制策略只使用低共模电压的矢量来合成参考矢量,从而降低共模电压。此外无论在任何条件下,所选的矢量都能保证在一个控制周期内的平均中点电流为0,从而消除中点电压振荡。此外,还提出了适用于RCMV-VSVPWM的中点电压主动控制方法。实验结果验证了理论分析的正确性。

1 NPC TLI的共模电压和中点电流

1.1 NPC TLI

NPC TLI的拓扑和空间矢量图如图1所示,空间矢量可以用有序数组表示。例如矢量(1,0,-1)表示A、B、C三相分别连接至正母线、中性点和负母线。因此NPC TLI空间矢量图由27种开关状态所决定的19个电压矢量组成,这些电压矢量可以被分为如下4类:0矢量(MVVs)、小矢量(LSVVs)、中矢量(MVVs)、大矢量(LVVs)。将NPC TLI的空间矢量图分成A～F 6个扇区,每个扇区再分为4个子扇区。例如在A扇区,子扇区记作A1～A4。

图1 NPC TLI的拓扑结构及空间矢量图

NPC TLI共模电压VCMV定义为:

VCMV=(uAO+uBO+uCO)/3

(1)

其中,uAO、uBO、uCO分别为三相输出电压。根据(1)式将27个开关状态所对应的共模电压排列,见表1所列。

表1 不同矢量的共模电压

如果弃用图1b中被标为蓝色的具有较高共模电压(±udc/3和±udc/2)的矢量,那么共模电压就会减小到±udc/6以内。

在一个控制周期内,平均中点电流iNP为:

iNP=iAdA,0+iBdB,0+iCdC,0

(2)

其中,iX、dX,0(X分别为A,B,C)分别为X相电流和0电平占空比。相应地,dX,1、dX,-1分别为一个控制周期内X相1电平和-1电平的占空比。为了消除中点电压振荡,在一个控制周期内iNP应为0。当负载星型连接时满足iA+iB+iC=0,因此iNP=0的最简解为:

dA,0=dB,0=dC,0

(3)

值得注意的是,(3)式恰是VSVPWM的基本思想。

1.2 SVPWM简介

A2扇区的空间矢量图如图2所示。由图2a可知,当参考矢量Vref位于A2子扇区时,可以由u1L、u1U、u2、u3来合成,其中u1L与u1U为冗余矢量对。对于SVPWM来说通常使用的是七段式矢量合成规则,这种合成规则在A2扇区中可表述如下:

图2 A2扇区的空间矢量图

(4)

其中,d1、d2、d3分别为矢量u1、u2、u3的占空比;k为矢量对u1L和u1U的分配系数,且0

iNP=iAkd1+(iB+iC)(1-k)d1+iBd2

(5)

(5)式可以通过调节k值来改变平均中点电流iNP。因此对于SVPWM来说有一个控制中点电压的自由量。令iNP=0，可以得到:

(2k-1)iAd1+iBd2=0

(6)

由于约束条件0

基于上述分析,SVPWM关于共模电压和中点电流的结论为:

(1) 在一个控制周期内,当iNP不为0时,将出现中点电压振荡。

(2) 使用了一些高共模电压(±udc/3)的矢量。

1.3 VSVPWM简介

图2b中,uZS1、uZS4、uZM2为虚拟矢量,其由基本电压矢量虚拟得到，即

(7)

由图2b可知,当Vref位于A4子扇区时,可选择uZM2、u3、u6来合成参考矢量。合成规则如下:

(8)

其中,d1、d2、d3分别为uZM2、u3、u6的占空比。可知在VSVPWM中也使用了u1L和u4U这些共模电压为±udc/3的矢量。

在一个控制周期内的iNP为:

iNP=(iA+iB+iC)d1/3=0

(9)

由以上分析可知,VSVPWM关于共模电压和中点电流的结论为:

(1) 因为在一个控制周期内iNP总是0,所以可以消除中点电压振荡。

(2) 将会使用一些高共模电压(±udc/3)的矢量。

2 RCMV-VSVPWM

2.1 RCMV-VSVPWM原理

为了同时降低共模电压和消除中点电压振荡,本文提出了一种新型虚拟空间矢量调制策略,其遵循如下2项原则:

(1) 在矢量合成时,弃用图1b中蓝色的高共模电压矢量,由此降低共模电压。

(2) 在一个控制周期内使每相0电平作用时间相等,从而消除中点电压振荡。

本文提出的RCMV-VSVPWM就是基于这2点。为了说明RCMV-VSVPWM,以Vref位于A扇区为例。仔细观察图1b,一个位于u1位置的矢量uNZS1,1可以由作用时间相同的u2和u16L虚拟构成。

同样,另一个位于u1位置的矢量uNZS1,2可以由作用时间相同的u4L和u17虚拟。此外,位于u4位置的虚拟矢量uNZS2,1和uNZS2,2可以分别由作用时间相同的矢量对(u2u7U)和 (u1Uu5)虚拟。上述A扇区的所有虚拟矢量可以表示为:

(10)

uNZS2,2=(u1U+u5)/2

当构成虚拟矢量的电压矢量对的作用时间相同时,虚拟矢量对中点电压没有影响。以A扇区为例,基于新的虚拟矢量,RCMV-VSVPWM的空间矢量图如图3所示。通过采用这些由共模电压为±udc/6或0的矢量所组成的虚拟矢量和本身具有低共模电压的矢量(如u0、u3、u6),RCMV-VSVPWM的共模电压可以降低到±udc/6范围内。

由图3可知,当Vref位于A1子扇区时,可以用u0、u6、uNZS1,1(或uNZS1,2)来合成。如果这些矢量所对应的占空比分别为d1、d2、d3时,那么合成规则为:

图3 RCMV-VSVPWM在A扇区的空间矢量图

(11)

一个控制周期内的iNP为:

iNP=(iA+iB+iC)(d1+d3/2)=0

(12)

综上所述,RCMV-VSVPWM关于共模电压和中点电流的结论为:

(1) 因为在一个控制周期内iNP始终为0,所以可消除中点电压振荡。

(2) 因为只使用了低共模电压(±udc/6之内)的矢量,所以可以同时降低共模电压和消除中点电压振荡。

A扇区内使用不同虚拟矢量的开关序列如图4所示。当用虚拟矢量uNZS1,1或uNZS1,2来合成Vref时,开关序列如图4a、图4b所示。当使用uNZS1,2时,A相有4次开关动作;当使用uNZS1,1时,A相只有2次开关动作。在开关损耗方面,uNZS1,1优于uNZS1,2,因此选择uNZS1,1来合成Vref。相似地,当用uNZS2,1或uNZS2,2来合成Vref时,开关序列如图4c、图4d所示,同样考虑到开关损耗,只选择uNZS2,1。

图4 A扇区内使用不同虚拟矢量的开关序列

2.2 RCMV-VSVPWM占空比的计算

根据线电压和矢量合成关系,各相各电平占空比为:

(13)

值得注意的是,各相各电平的作用时间相对于Vref所在区域以及虚拟矢量的选择来说是独立的,但是开关序列却与上述两者相关。

3 RCMV-VSVPWM的中点电压控制

尽管RCMV-VSVPWM理论上可以实现中点电压无波动,但是其中点电压平衡机理是基于各相0电平作用时间的精确计算与执行。中点电压平衡机理会被一些非理想因素破坏,如死区时间的插入、开关信号传输延迟、开关器件的开关特性以及直流侧上下电容容值的偏差等。因此,在实际应用中需要合适的中点电压主动控制。由于中点电压受到每相0电平占空比的影响,中点电压主动控制可以通过改变一相或多相0电平的占空比来实现。这样就引入了相应的补偿电流,可以调节中点电压。但值得注意的是,调节0电平占空比应在不影响线电压的情况下进行。

电容电压不平衡因数定义为:

(14)

当ΔuNP=uC2-uC1>0时,需要降低中点电压。也就是说应当满足补偿电流icmp>0。故icmp和ΔuNP的关系可表示为:

(15)

在A扇区,B相的开关序列由1、0、-1电平组成。可以想象,用一定的规律来改变B相各电平的作用时间不仅可以实现中点电压主动控制,而且可以维持线电压关系不变。实现中点电压主动控制的占空比调节如图5所示,B相1电平占空比减小了ΔdB,1,-1电平占空比减小了ΔdB,-1。因此B相0电平占空比增加了ΔdB,0=ΔdB,1+ΔdB,-1。以负母线电压为参考点,可得调节占空比后B相电压变化量为:

图5 实现中点电压主动控制的占空比调节

ΔuB=(uC1+uC2)(-ΔdB,1)+

uC2(ΔdB,1+ΔdB,-1)=

uC2ΔdB,-1-uC1ΔdB,1

(16)

为了维持线电压不变,(16)式中的ΔuB应等于0,因此ΔdB,1、ΔdB,-1应满足:

(17)

调节占空比后,控制中点电压的补偿电流icmp为:

icmp=ΔdB,0iB

(18)

将(18)式带入(15)式,得ΔdB,0为:

(19)

接着可以计算出ΔdB,1、ΔdB,-1为:

(20)

不同信号下ΔdB,1的调节如图6所示。当ΔdB,0>0时,占空比调节可参考图6a。直到ΔdB,1=dB,1或ΔdB,-1=dB,-1时,将无法再继续调节,其中dB,1和dB,-1分别为调节前B相1电平和-1电平的占空比。故ΔdB,0的取值范围为:

0≤ΔdB,0≤min[(1+kUN)dB,1,

(1+1/kUN)dB,-1]

(21)

当ΔdB,0<0时,占空比调节可参考图6b。最极端的情况是dB,0=0,因此这种情况下ΔdB,0的取值范围为:

图6 不同信号下ΔdB,1的调节

0≥ΔdB,0≥ -dB,0

(22)

4 实验结果

NPC TLI的实验平台如图7所示,主控制器为Freescale公司的DSP MC56F84789,功率模块为F3L300R07PE4,死区时间设置为3 μs。系统的主要参数见表2所列。实验结果包括启动过程、稳态运行、中点电压恢复和动态过程。

图7 NPC TLI实验平台

表2 实验参数

4.1 启动过程实验

在无中点电压主动控制时SVPWM和RCMV-VSVPWM启动过程的实验结果如图8所示。从实验结果可知,在自平衡能力下,SVPWM最终进入稳态,其中点电压不再偏移但存在明显的3倍基频波动。

图8 不带中点电压主动控制的SVPWM和RCMV-VSVPWM的启动过程

从RCMV-VSVPWM的实验结果可以看出,即使RCMV-VSVPWM可以消除中点电压的交流纹波,但由于非理想因素的存在和自平衡能力的缺失,使得中点电压的直流偏移逐渐增加,最终触发保护机制。因此对于RCMV-VSVPWM来说采用中点电压主动控制是很必要的。

4.2 稳态实验

在不同的调制度和负载情况下,SVPWM、传统VSVPWM和RCMV-VSVPWM的稳态实验结果如图9～图11所示。

图9 有中点电压主动控制的SVPWM的稳态实验结果

图11 有中点电压主动控制的RCMV-VSVPWM的稳态实验结果

由图9可知,其中点电压有明显的交流纹波但是没有直流偏移。当m=0.8且φ=2π/5时,交流纹波幅值约为10 V(占整个直流侧电压的5%)。因为SVPWM使用了共模电压较高(±udc/3)的矢量,所以共模电压的幅值约为67 V(±udc/3)。

由图10可知,其中点电压无交流纹波和直流偏移。因为VSVPWM使用了共模电压较高(±udc/3)的矢量,所以共模电压的幅值约为67 V(±udc/3)。

图10 有中点电压主动控制的VSVPWM的稳态实验结果

由图11可知,其中点电压无交流纹波和直流偏移,和传统VSVPWM的结果一致。因为RCMV-VSVPWM弃用了所有高共模电压(±udc/3或±udc/2)的矢量,所以共模电压的幅值约为33 V(±udc/6)。实验结果很好地验证了理论分析,表明RCMV-VSVPWM对中点电压和共模电压具有较好的控制性能。

4.3 动态实验

RCMV-VSVPWM在不同调制度m和负载情况下中点电压主动控制的调节能力如图12所示。

图12 带有中点电压主动控制的RCMV-VSVPWM的中点电压恢复过程

在应用了中点电压主动控制后,中点电压可以在不同调制度和负载情况下快速从不平衡状态恢复到平衡状态。仔细观察图12可知,低功率因数下的调节能力比高功率因数时强。此外,在恢复到平衡状态后的不同条件下,中点电压总能很好的控制到无交流纹波和直流偏移的状态。对比图8和图12的实验结果可知,带有中点电压主动控制的RCMV-VSVPWM可以调节中点电压和消除非理想因素对中点电压的影响,因此可以实际应用。

本文提出的带有中点电压主动控制的RCMV-VSVPWM的动态实验结果如图13所示,其中调制度m和负载分别突变。

由图13可知,中点电压总能很好地控制无交流纹波和直流偏移的状态,这表明无论在稳态还是在动态,RCMV-VSVPWM都有很强的中点电压控制能力。

图13 带有中点电压主动控制的RCMV-VSVPWM的动态过程

5 结 论

为了同时降低共模电压和消除中点电压振荡,本文提出了RCMV-VSVPWM方法,并进行了深入的分析,以更好地实现RCMV-VSVPWM。相比于传统VSVPWM,本文提出的方法更易于实现,且同样可以很好地控制中点电压且降低共模电压。实验结果验证了理论分析的正确性。

然而相比于SVPWM,RCMV-VSVPWM开关损耗有所增加,这是其主要缺点,将在后续工作中加以重点考虑。