一种高效率线性压电陶瓷驱动电源设计

王乐蓉，韩 森

上海理工大学 光电信息与计算机工程学院，上海 200093)

0 引言

压电陶瓷具有体积小、位移分辨率高、频响高、无噪声等特点，是理想的纳米级微位移执行器件。随着压电陶瓷的广泛应用及高精度定位需求的增加，对压电陶瓷驱动电源也提出了较高要求[1]。压电陶瓷自身具有磁滞和蠕变特性，使其难以开环形式应用于精密位移控制领域，如高精度移相器等[2]。为了提高控制精度，普遍使用位移反馈构建闭环控制与前馈补偿控制相结合的方式，达到高精度驱动的目的[3]。采用高压运放的驱动器输出精度高，但输出功率有限，且最高工作电压由高压运放本身决定，无法灵活调整[5-6]。恒流源高压放大器存在静态功耗与动态响应之间的矛盾，文献[7]的动态恒流源放大器电流动态调整范围仍不够大。文献[8]的多单元浮地级联式压电陶瓷驱动电源基本单元由甲、乙类功放构成，也存在功耗和动态响应平衡问题。放大器在良好的动态性能时尽可能地提升工作效率，这不仅可以降低电源自身的发热，减轻功率器件的负荷，同时也符合现代节能环保的要求。

1 压电陶瓷驱动系统

压电陶瓷因自身具有的迟滞性、非线性、蠕变性而无法直接精确控制压电陶瓷的位移，因而产生了一系列矫正措施来修正压电陶瓷的驱动误差[9]。典型的修正系统如图1所示。控制系统给驱动电源提供信号电压，使压电陶瓷动作。同时，根据位移检测装置的反馈信号，通过一定的修正算法求出能使压电陶瓷的实际位移和目标位移一致的修正波形，将修正后的驱动波形注入驱动电源，达到高精度驱动的目的。压电陶瓷驱动电源承载着将控制器给出的信号电压转换成等比例的高压，驱动压电陶瓷执行机械位移的功能，在整个环节中起着关键作用。

图1 压电陶瓷驱动控制系统

1.1 放大器的结构

驱动电源的基本拓扑结构是一个恒流源结构的放大器，如图2所示。放大器工作在甲类状态，在整个信号周期内功率器件不会出现截止电流，不存在交越失真，输出精度高。这类放大器能向负载提供的最大电流为恒流源电流I，当接入阻抗为RL的负载时，电路中消耗的功率P为

(1)

式中：Vcc为电源电压；Vout为输出电压。当I较大时，电路中消耗的功率将增加；I较小时易出现截止失真。

图2 驱动电源基本结构

1.2 驱动电源的动态稳定性及其补偿

图3是一个典型的同相放大器的传输模型。其中A为放大器开环增益，β为反馈系数，放大器的闭环传递函数为

(2)

图3 放大器传输模型

接入容性负载后，放大器输出带宽和压摆率会降低，同时反馈环路有额外的相位滞后，降低了放大器的相位余量。放大器的输出阻抗是影响容性负载能力的重要因素之一，减小输出阻抗可以降低容性负载对相位延迟的影响。另外，增加补偿回路也是一种常用办法，其中环内补偿应用最广。其等效模型如图4所示，其中Rf、R1是反馈回路，CL是负载电容，Rx和Cx是补偿回路。当满足Rf≫Ro、R1≫Ro、RL≫Ro时，Rx、Cx分别为

(3)

(4)

式中Ro为放大器输出阻抗。使用器件官方的SPICE模型对电路进行模拟，得到Ro的大概值。通过实际电路调试得到具体的Cx、Rx值。CL可通过压电陶瓷的数据手册获取，也可通过万用表测试得到。

图4 放大器补偿回路

2 分段供电式动态电流源驱动器

2.1 动态电流源放大器

若图2中I值动态可调，可使放大器在静态时工作在较小电流，动态时工作在较大电流下。图5为动态电流源放大电路。由图5可见，输入信号分为两路：一路进入放大器放大输出，一路经过比例微分电路检出输入信号的变化率，以此调整放大器工作电流。容性负载只在充放电时有电流流过，电压保持不变时几乎没有电流消耗，因此，使用输入信号的一阶导数控制放大器的工作电流可以达到较好的效果。运放U12A和U13A组成微分电路，微分电路输出信号Uo和输入信号Ui的关系为

(5)

图5 动态电流源放大电路

由式(5)可知，U0是一个正比于输入信号变化率的电压。电路中R7、R8、R9、Q8、U2构成恒流源电路，电流值为

(6)

式中：UQ9be为Q9的基极和发射极电压差，取硅管的Ube=0.7 V；UR8为电阻R8上的电压，有

(7)

式中：RU2为线性光电耦合器的输出端的等效电阻；Vs+、Vs-为恒流源基准源的隔离电源正、负极。电路中R7、R8用于限制恒流源的电流调节范围，防止电流过大而烧坏器件。

光电耦合器的输出端电流受输入端流过的电流控制，其电流传输比(CTR)是输出电流与输入电流的比值。CTR描述了光耦的传输特性，线性光耦的CTR-IF特性曲线具有良好的线性度，特别是传输交流小信号时有接近于直流电流的传输比。运放U13A的输出端电压控制着光电耦合器的输入电流，通过CTR影响光耦的等效输出电阻。由式(6)、(7)可知，恒流源的电流值正比于运放电压。

2.2 多路抽头电源

动态恒流源电流很大程度上可降低电路的静态功耗，但对动态功耗没有太大改善。多路抽头电源给放大器提供了一个可根据放大器输出电压的大小进行切换的供电电压。由式(1)可知，供电电压降低后可减小电路中消耗的功率，进一步提升系统效能。电源调整电路的逻辑判断部分如图6所示。电路中R1、R2组成分压电路，对放大器输出电压采样，采样端输出电压为

(9)

图6 电源逻辑电路

通过电阻R3、R4、R5、R6、R7将基准电压Vref分割为4个等电压梯度的基准电压，输入给电压比较器的参考端。基准电压高于采样端电压Uin+的运放输出高电平，反之输出低电平，经过异或门后，只有一路输出高电平来打开电源开关。本次设计中抽头电压分别为50 V、100 V、150 V、210 V，为了降低输出电压，接近切换电压时的不稳定状态，设置切换电压比抽头电压低10 V。

3 实验与结果

本次设计的分段供电式动态电流源放大器输入电压为24 V，自行设计升压逆变器，产生50 V、100 V、150 V、210 V的四级抽头高压电源。实验波形由控制板上的单片机产生，实验数据由单片机采样或者示波器测试得到。实验装置如图7所示，实验仪器有信号源、示波器、台式万用表，实验对象为自制压电陶瓷驱动器。实验负载为0.1F电容或者压电陶瓷堆叠器件。

图7 实验装置

3.1 阶跃响应特性测试

图8为阶跃响应测试曲线，测试负载为0.1 μF电容。输出电压从0上升到50 V，需要150 μs；从50 V下降到0，需要100 μs。由图可见，信号无过冲和振铃。

图8 阶跃响应测试

3.2 电流调整测试

图9为在三角波激励下，输出信号和电流源调整电路输出波形之间的关系。由图可见，电流调整电路能有效地根据输入波形变化率来调整放大器的工作电流，在调整范围内输出波形不失真。测试负载为压电陶瓷器件。

图9 放大器恒流源电流和输出波形

3.3 分段电压测试

图10为在幅度为120 V的三角波输出下，放大器电源电压的周期性调整波形，放大器电源电压在50 V，100 V，150 V之间自动切换。测试负载为压电陶瓷器件。

图10 分段电源电压波形

4 结束语

在保证压电陶瓷驱动器输出动态特性的前提下，尽可能地提升电源利用率，这不仅可以降低电源自身的发热，减轻功率器件的负荷，同时也符合现代节能环保的要求。本文设计的高压放大器工作在低失真的甲类状态，当输入信号无变化时，放大器工作在10 mA静态电流的低功率状态；当输入信号变化时，微分电路根据输入信号的变化率动态增加放大器工作电流，加速容性负载的充放电速率。放大器最大输出电流可达400 mA。同时使用50 V、100 V、150 V、210 V电源对放大器分段供电，电源在输出电压较低时自动降低供电电压，在输出高电压时自动切换至高压档，提升放大器的动态效能。最终驱动电源最小静态功耗为3 W，最大动态输出功率为80 W。电源在效能、响应时间、带载能力等方面均表现良好。