基于DDMZM的星载微波光子混频器设计

惠金鑫，赵莹，邓向科，郑飞腾，孙树风

中国空间技术研究院 西安分院，西安 710100

近年来，欧美国家重要航天航空机构积极探索微波光子技术在高通量卫星通信载荷方面的应用，同时各大科研机构联合开展项目研究和试验演示验证等工作[1]。欧美各高科技团体对微波光子技术的研究和应用，已经成为全球卫星通信载荷在解决传统微波技术应用瓶颈问题的技术风向标。2009年欧空局成功发射土壤湿度和海水盐度卫星(SMOS)，该星利用微波光子技术进行时钟和本振分束，显著减少了卫星电缆长度，同时避免了电磁干扰；AirBus计划在2016～2030年间实施微波光子演示验证系统(OPTIMA)和微波光子载荷的集成化(BEACON)计划，其中OPTIMA针对Ka波段、多波束、频率复用以及信号实时路由交换，目前该项目已接近尾声；Thales从2004年开始研究微波光子技术，针对Ka/K频段下变频于2016年完成微波光子变频原理样机，除噪声系数外其他性能指标均良好，在此基础上Thales开展了微波光子转发器原理样机的研发；2019年DAS设计的第一台V/Q波段的微波光子载荷正式上天，该产品通过了预期15年设计寿命的全套可靠性测试，幅频良好、实现了宽带特性，且噪声系数优于40 dB，具有较强实用性；2017年欧空局发射的Amazonas-5通信卫星，即搭载了DAS公司的Ka波段微波光子交换转发实验载荷，实现了微波光子变频、本振馈送和转发等功能。

目前中国的科研机构及高校均积极开展微波光子技术的研究工作，已设计出不同应用功能的原理样机。但星载应用仍处于理论研究以及地面演示阶段。

微波光子技术以分立器件在调制混频单链路的应用上，基于商用的器件技术和工艺水平，与传统微波技术相比，优势不够明显。而目前针对星上微波光子技术的应用构想，主要以谐波及杂散抑制[2-3]、抗干扰[4-5]、大带宽[6-8]、高通量以及重量轻等优点为主。在星载通信载荷设计中，采用微波光子器件组成通信转发系统，具有显著优势。目前各科研机构的工作，一方面集中在微波光子芯片化的研究上，为实现大规模集成化做储备工作，可集成的微波光子元器件将更好地发挥微波光子技术的优势，未来微波光子技术在卫星通信载荷的应用上将是革命性的[9]；另一方面，为了尽快将微波光子技术应用于高通量卫星，采用分立器件实现微波光子技术在通信载荷上的应用也是目前比较普遍的选择。

本文主要以DDMZM为核心器件实现变频链路并展开分析研究，通过简单的链路结构来探索未来星上转发系统中微波光子混频模块的可行性。

1 微波光子混频技术的优势及构成

微波光子混频技术作为微波光子技术的重要部分，继承了微波光子技术的优势(如表1所示)。典型的微波光子混频链路主要由光源、电光调制器和光电探测器三部分构成。不同研究者针对不同的应用需求，比如高变频效率[10-12]、大动态范围[6,11,12]、高载噪比[13]、镜频抑制[14]以及杂散抑制[15]等性能指标，往往也需要增加其他功能单元来完成。面向高通量、多频段和抗干扰的星上应用，微波光子混频技术具有显著优势[16]。

微波光子混频链路基本构成如图1所示，3个部分的性能指标对链路的性能均起决定性作用。激光器的功率会直接影响链路的增益，激光器的相对强度噪声会抬高链路的噪底；光电调制器的半波电压、消光比以及插损会影响调制性能及链路增益；而光电探测器的响应度大小决定了输出的目标频率对应的功率大小。

微波光子混频链路的优劣，一般有3个衡量指标：增益、噪声系数、无杂散动态范围(SFDR)。实质上增益的提高会降低噪声系数、提高SFDR。

NF=lg(Nout)-G+174

式中：NF为噪声系数；Nout为输出单位带宽噪声功率；G为链路增益；IIPn为输入n阶输入交调点。

2 DDMZM工作原理

图2为典型的马赫增德尔调制器原理图，马赫增德尔干涉仪的两臂均有射频输入端口，所以称作双驱动马赫增德尔调制器(DDMZM)。从结构上看，DDMZM由2个相位调制器并联构成，两条臂分别可看成独立的相位调制器。电信号通过电介质对光介质产生影响，由于光功率相对足够小(不足以和介质中原子的内部库伦场相比拟)，整个影响过程可近似为线性变化，即光介质的折射率的改变仅对光速产生影响，不改变光载波的频率，故而仅影响光波长变化，从时域上看即光相位产生变化。其中射频端口加载射频信号，电磁波电场矢量的周期性变化影响光波导的折射率，从而使光波的电矢量场部分在相位上产生周期性变化，对应的光学现象即光波长的正弦规律拉伸变化，射频信息因此被调制到光载波上；而直流端口加载直流偏置电压后，会使两臂分别产生固定的相位延迟变化，对应的外部现象即两臂出现固定的相位差，合路后引起光的干涉现象，即已调光载波产生周期性的强度变化。如果仅分析上臂或者下臂，经过相位调制的光载波是疏密变化的等幅信号，由于光电探测器对相位信息不敏感[17]，所以进入光电探测器拍频后仅能得到直流成分。

设从激光器输出进入DDMZM的光信号[18]为：

Ein(t)=E0exp (jωct)

式中：E0为光载波幅度；ωc为光载波角频率。通过DDMZM后：

(1)

式中：Vπ为DDMZM的半波电压。

V1,2(t)=VDC1,2+VRF1,2sin(ωRF1,2t+φRF1,2)

式中：V1,2(t)为MZM两臂外加电压；VDC和VRF分别为直流偏置电压和射频信号幅度；ωRF1,2为上下臂所加射频信号角速度；φRF为RF信号的相位。

进入PD的光功率可表示为：

(2)

经PD探测后输出为：

i=ηP

式中：η为光电探测器的响应度，单位为A/W。

推导式(1)和式(2)可知，在直流偏置电压产生的两臂相位差为π/2时，DDMZM的输出中不包含对应频率为nωRF±nωLO的功率成分。

3 链路仿真

链路仿真频段主要采用常用卫星通信变频频段Ka/K及 K/Ku。首先在VPI中基于DDMZM建模仿真来模拟Ka/K频段实际链路可能达到的最优性能。链路结构如图3所示，其中激光器输出波长为1 550 nm，功率设为20 dBm。该调制器半波电压设为5 V，插入损耗3 dB，消光比35 dB。RF和LO信号分别从DDMZM的两个射频端口输入，RF信号幅度0.224 V，双音信号频率为39 GHz和39.1 GHz；LO信号幅度2.24 V，频率20 GHz。本次仿真直流偏置设在最小工作点，具有光载波抑制功能。

图3 基于DDMZM的微波光子混频链路图Fig.3 DDMZM-based microwave photonic frequency conversion link diagram

在该链路中，激光器RIN值设为-160 dB/Hz，探测器响应度设为0.65 A/W。整个链路参数设置较理想。RIN值对链路性能具有一定影响，会抬高链路噪声系数、减小无杂散动态范围。

仿真发现DDMZM偏置点设置在最小点处，链路获得最佳性能。

仿真结果如图4～图6所示。由图4中可见RF和LO调制到光载波上的频谱，包含基波和谐波。光载波左侧或者右侧相邻的一次RF和一次LO，在PD上拍频即可获得所需目标频率。从图5～图6可知，在Ka/K频段，基于DDMZM的微波光子混频链路的SFDR在理论上可达到105.2 dBHz2/3，链路噪底约为-161 dBm/Hz，变频增益约为-37 dB，计算可得噪声系数为50 dB，三阶抑制约为52.2 dBc。

在K/Ku频段，通过VPI对16 GHz下变频12.4 GHz进行仿真测试。RIN值设为-160 dB/Hz，激光功率20 dBm，调制器插损3 dB，消光比35，PD响应度0.65 A/W。仿真结果如图7～图9所示。

图4 Ka/K频段仿真下DDMZM输出光谱Fig.4 DDMZM output spectrum in Ka/K frequency band

图5 Ka/K频段仿真下中频和三阶频谱Fig.5 IF and third-order spectrum in Ka/K frequency band

图6 Ka/K频段仿真下链路SFDR图Fig.6 Link SFDR diagram in Ka/K frequency band

图7 K/Ku频段仿真下DDMZM输出光谱Fig.7 DDMZM output spectrum in K/Ku frequency band

图8 K/Ku频段仿真下中频及三阶频谱Fig.8 IF and the third-order spectrum in K/Ku frequency band

图9 K/Ku频段仿真下链路SFDRFig.9 Link SFDR diagram in K/Ku frequency band

如图8所示，仿真结果中输出的中频功率约为-31.2 dBm，变频增益约为-34.2 dB。三阶交调抑制约为53 dBc。从图9的仿真结果中可以得出，链路噪底约为-158 dBm/Hz，SFDR约为105.5 dBHz2/3。计算可得噪声系数约为50.2 dB。

4 试验

试验原理图同仿真(图3)所示。DDMZM的两个射频输入端口分别加载RF和LO信号，通过偏置点设置进行光载波大小的控制。RF信号均输入0 dBm。根据仿真结果可以得出DDMZM在输出最小点时性能最好，即半波电压为5 V时，直流偏置在2.5 V。而且当直流偏置设为2.5 V时，光载波会得到一定程度的抑制，参照仿真所用频率及器件响应曲线，其他更低频段会获得更好的链路性能。

对4个25 GHz以内频段进行变频试验。为同时保证调制器和光电探测器的最佳性能，试验频段均为微波低频段测试，包含2～5.6 GHz上变频，6.8～3.2 GHz下变频，7.6～4 GHz下变频，16～12.4 GHz下变频。

其中在16～12.4 GHz下变频试验中，输入本振信号功率+12 dBm，输出本振、二倍和四倍本振信号功率均大于-30 dBm，没有得到有效抑制，但是距离中频信号较远可通过滤波器滤掉，其他靠近中频信号的杂散和谐波，功率小于-80 dBm可忽略。变频增益-35 dB。P-1为15 dBm。双音信号输入在每路-6 dBm时，三阶交调抑制比为-50 dBc，所以可计算出三阶截断点IIP3=22 dBm，链路噪声系数为49 dB，那么SFDR=98 dBHz2/3。试验结果与仿真结果基本吻合。

其他3个频段测试如表2所示。

表2 各频段测试数据

从表2可以看出，该链路模型在2～16 GHz基本稳定，无杂散动态范围几乎保持一致，且该链路性能优于串联链路模型[19]。测试过程中发现RF和LO信号隔离度大于70 dB。

5 仿真及试验分析

对比相同条件下微波变频结构，本文所设计微波光子混频结构，在仿真过程中发现4 GHz带宽内杂散抑制70 dBc以上，远高于星载微波结构要求的带内40 dBc以上；而三阶交调抑制高于50 dBc，也远高于星载微波结构要求的35 dBc以上。因此，微波光子混频结构具有优越的杂散和交调抑制能力。

对不同频段进行仿真及试验，结果显示该混频结构对不同频段变频性能几乎保持一致，说明微波光子混频器对不同频段没有选择性。如果采用波分复用的方式，该结构可同时对不同频段进行变频。因此可满足星载通信系统多频段大带宽多功能一体化的需求。

对于串联混频链路，经过二级MZM调制后的输出，由于非线性造成的杂散分量变多，目标频率成分对应的功率分量则相对减小。而并联链路或者单个DDMZM作为调制单元时，调制产生的杂散明显少于串联方案，因此目标频率对应的功率分量会大很多。对比串联链路的正交点偏置获得最大增益的情况，单个DDMZM构成的混频单元结构简单，利用最小点的载波抑制功能不仅获得足够大的增益，而且进一步增大了无杂散动态范围。

微波光子链路的器件选用从根本上决定了该变频单元的性能优劣。DDMZM的调制速率、半波电压、消光比和插入损耗均会不同程度影响链路性能。其他严重影响链路性能的是激光器的相对强度噪声RIN值和光电探测器的响应度。这些器件本身固有的属性，一方面决定了光子链路的功率、损耗和噪声问题，另一方面决定了微波频率输入的范围。

因此，为获得性能足够好的微波光子混频链路，需要采用性能优越的器件，且需通过参数调节或辅助器件避免链路中可能出现的非线性增加的过程。

6 结束语

基于DDMZM的微波光子混频结构具有星载优势。首先，其链路结构简单，避免了复杂链路结构产生的不稳定因素，实际测试结果同理论仿真结果的差异主要由器件性能决定，因此链路同比受环境影响较小；其次，该结构具备优越的杂散抑制和交调抑制能力，采用分立器件的微波光子混频技术构成多频段、大带宽星载通信转发系统时具有巨大优势，不仅可避免传统微波结构二次混频及滤波等手段造成的系统臃肿，且能够有效降低载荷质量，同时单元之间无电磁干扰；最后，链路增益、幅频特性、无杂散动态范围以及隔离度等指标相对较好，预期在射频输入端使用低噪放的情况下能满足星载通信系统中混频单元的性能要求。

后期将继续对基于DDMZM的微波光子混频链路进行研究，以期获得足够精确的仿真及试验数据，同时通过低噪放对微波光子混频链路性能的影响进行试验评估，为星载应用提供有效的数据支撑。