基于三角电流模式的双有源桥变换器

2020-06-04张光宗王春芳李厚基尹逊祥

广东电力 2020年5期

张光宗，王春芳，李厚基，尹逊祥

(1.青岛大学电气工程学院，山东青岛 266071; 2.中车青岛四方车辆研究所，山东青岛266071)

随着新能源的不断发展，双向DC-DC变换器因能够实现功率的双向传输[1]，得到了广泛应用。其中，双有源桥式[2](dual active bridge，DAB)DC-DC变换器具有电气隔离、功率密度高和传输功率范围大等优点，常被用于固态变压器中间级、新能源电动汽车和不间断电源等大功率场合[3-4]。

DAB的控制方式主要有变频和移相控制2种。其中，通过变频方法控制DAB的应用较少，文献[5]分析了变频控制的双有源桥，但只是针对轻载情况下进行的频率调节。移相控制DAB的方法应用较为广泛，最为常见的是单移相控制[6](single phase shift，SPS)，这种控制方法比较简单；但其功率回流问题会使电路的电流应力和器件损耗大大增加，降低变换器的效率，而且当输入、输出电压不匹配时，软开关区域范围会变窄，有可能发生软开关丢失的情况[7-9]。为了克服SPS功率损耗大的缺点，文献[10]提出了双重移相控制双有源桥的方法，该控制方法增大了变换器的功率容量，适当减少回流功率[11-12]，也能实现开关管的零电压开通[13]；但不能实现开关管的零电流或小电流关断。为了有效减小功率回流，有研究提出三重移相控制的方法，相比SPS多了2个自由度，可以达到减小功率回流的目的[14-15]，且控制灵活；但多数开关管工作在硬开关状态，限制了工作频率和功率密度的提升。文献[16-17]提出了对三重移相控制的优化策略，实现了软开关；但控制比较复杂，且只注重实现软开关，而忽略了功率回流问题，并没有整体提升传输效率。文献[18]提出将移相控制与变频控制结合，文献[19]提出将传统移相控制与双重移相控制结合，这2种控制方法对减小功率回流和实现软开关有一定效果；但实现过程过于繁琐，不稳定因素较多。在10 kW及以上等级的大功率场合下，绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)的主要损耗为关断损耗，并且对稳定性的要求较高，所以以上控制方法均不适用。

文献[20-21]提出三角电流模式(triangular current mode，TCM)双有源桥的控制方法，该方法可以在功率正向传输时没有功率回流，在功率反向传输时几乎没有功率回流，并且能够实现零电压开通和高压侧零电流关断；但是文献[20]只是提出了TCM-DAB的概念，并未做出任何分析。文献[21]采用3个独立占空比来实现TCM-DAB，控制复杂，工程实用性不高。本文进一步研究了TCM-DAB，采用2个占空比相互配合，以此实现TCM-DAB，并对TCM-DAB进行工作模态分析，给出TCM的开关时序和参数优化公式，并进行仿真和实验验证。

1 传统移相控制双有源桥

1.1 DAB变换器

隔离型双向DC-DC变换器与非隔离型双向DC-DC变换器的演变过程相似，都是由单向变换器发展而来。DAB拓扑结构如图1所示，包括2个H桥、2个与电源并联的滤波电容、1个高频隔离变压器。本文将功率从高压侧传向低压侧叫做功率的正向传输，工作在Buck模式；从低压侧传向高压侧叫做功率的反向传输，工作在Boost模式。图1中：电感L为高频变压器的漏感；UHV为高压侧电压；C1为原边输入电容器；S1—S4为高压侧H桥的开关管；D1—D4为高压侧H桥开关管的反并联二极管；T为双有源桥变压器；Q1—Q4为低压侧H桥的开关管；M1—M4为低压侧H桥开关管的反并联二极管；C2为输出滤波电容器；ULV为低压侧电压；变压器变比为n。

图1 DAB电路图

1.2 SPS-DAB工作原理

本文通过对DAB的SPS做简要分析来说明DAB的基本工作原理。图2所示为SPS-DAB功率正向传输和反向传输的开关时序，高压侧H桥的开关管S1和S4的驱动信号相同，S2和S3的驱动信号相同，2个驱动信号为50%占空比互补的方波；因此，变压器T上的电压为正负对称的方波uH1和uH2。图2中：U1为变压器高压侧的电压，nU2为低压侧电压折算到高压侧的值，它们均随时间t的变化而变化；S1—S4、Q1—Q4为各开关管驱动信号；iL为电感电流；低压侧H桥开关管的驱动信号与高压侧H桥开关管的驱动信号存在一定的相位差，这段占空比叫做移相占空比，用Dps表示；移相时间用DpsThs来表示；Ths为开关周期的1/2；1个工作周期用时间t0—t4表示。下文对工作周期t0—t4的各个工作模态进行分析。

以功率正向传输为例进行分析。首先，画出DAB的等效电路，将变压器低压侧的电路折合到高压侧，如图3所示，对于电感电流iL，有

(1)

结合图2(a)和图3，可以将1个周期分为以下几个时段，并写出相应时段电感上的电流iL

(2)

(3)

(4)

(5)

图2 SPS-DAB的开关时序

图3 单移相DAB的等效电路

在稳定状态下，iL在1个周期内的平均值为0，即

iL(t0)=-iL(t2).

(6)

由图2可知，DAB的传输功率P为t0—t2时段平均电流和电压的乘积，设t0=0，t1=DpsThs，t2=Ths，结合式(2)、(3)可得

(7)

式中fs为DAB的工作频率。由式(7)可知，DAB传输功率的大小和方向由Dps的大小所决定，Dps同时控制着输出电压的大小。

根据式(7)画出SPS-DAB在1个周期内功率正向传输时各个时段的传输功率，如图4所示。其中：在t0—t′0和t2—t′2时间段内，iL与高压侧的电压方向相反，出现了功率回流现象；P1为传输功率；P2为回流功率。同时可以看出所有开关管均为大电流关断，产生了大量的关断损耗，因此SPS-DAB不适合应用于大功率场合。

图4 SPS-DAB的功率传输

为更直观地了解移相占空比Dps与传输功率P的关系，对式(7)进行标幺化处理。取基准值为nU1U2/(8fsL)，标幺化后Dps与P的关系如图5所示。由图5可以看出SPS下DAB的规律：传输功率P与移相占空比Dps的关系曲线类似正弦波；当Dps=0.5时，P最大；当Dps等于0或1时，P=0；当Dps>0.5时，P随Dps的增大而增大；当Dps<小0.5时，P随Dps的减小而减小；负向功率流和正向功率流的规律类似。这些规律对SPS-DAB的功率预测和参数设计具有重要参考意义。

图5 SPS-DAB传输功率与占空比的关系

2 TCM-DAB原理与设计

2.1 TCM-DAB功率正向传输

2.1.1 TCM-DAB功率正向传输时的工作原理

为TCM-DAB功率从高压侧传向低压侧设定开关时序，如图6所示。图中iL的波形和三角形相似，所以该控制方法为TCM；Ts为TCM-DAB的工作周期，U1和nU2分别为变压器高压侧和低压侧折算到高压侧的电压；占空比D1和D2分别为半个周期内U1和nU2所持续的时间，移相占空比

D′2=D1-D2.

(8)

图6 功率正向传输开关时序

参考对SPS-DAB的分析方法，首先画出TCM-DAB的等效模型，结合图6的开关时序，将1个周期分为以下几个时段，其中死区时间电感上的电流为I0，并写出相应时段电感上的电流如下：

(9)

D′2Ts≤t

(10)

iL(t)=iL(D1Ts)=I0,D1Ts≤t

(11)

全桥上下开关管的死区时间

(12)

结合式(9)—(12)可得

(13)

如图7所示，1个周期内TCM-DAB功率正向传输时各个时段的传输功率，在TCM-DAB功率正向传输功率时没有出现任何功率回流，其传输功率表达式为

(14)

将式(13)代入式(14)可得

(15)

其中

(16)

占空比D2与传输功率P的关系为

(17)

同样，TCM-DAB也是通过调整占空比D2来改变传输功率的大小和方向。其中，占空比D1能够与占空比D2配合实现开关管的零电压开通，以及小电流或零电流关断。

图7 TCM-DAB传输功率

2.1.2 TCM-DAB功率正向传输时工作模态分析

通过图6对开关时序的分析，可将TCM-DAB功率正向传输的工作模态分为8个，如图8所示。

图8 功率正向传输工作模态

a)状态1(0≤t

b)状态2(tr≤t

c)状态3(D′2Ts≤t

d)状态4(D1Ts≤t

e)状态5(Ts/2≤t

f)状态6(Ts/2+tr≤t

g)状态7(Ts/2+D′2Ts≤t

h)状态8(Ts/2+D1Ts≤t

2.2 TCM-DAB功率反向流动

2.2.1 TCM-DAB功率反向传输时的工作原理

为TCM-DAB功率反向传输设定开关时序，如图9所示，iL为电感L上的电流，U1/n为变压器低压侧及高压侧折算到低压侧的电压，占空比D1和D2分别为半个周期内U1/n和U2所持续的时间，τ为iL下降到0的时间。

图9 功率反向传输开关时序

利用TCM-DAB的等效模型，结合图9所示的开关时序，将1个周期分为以下几个时段并写出相应时段电感上的电流iL：

(18)

D2Ts≤t

(19)

iL(t)=iL(D1Ts),D1Ts≤t

(20)

(21)

iL(t)=0,Ts/2-tr+τ≤t

(22)

τ小于死区时间tr，

(23)

结合式(19)和式(20)可得

(24)

1个周期内TCM-DAB功率反向传输时各个时段的传输功率如图10所示，可以看出在tr时间内出现了很小一部分的功率回流。其中正向传输功率为P1，回流功率为P2，其表达式分别为：

(25)

(26)

结合式(25)和式(26)得整体的传输功率

P=P1-P2=

(27)

由式(27)可知

(28)

其中占空比D1、D2和在功率正向传输中的作用相同。

图10 TCM-DAB反向传输功率

以(nU2-U1)TsU2/4L为基准值，对式(27)进行标幺化处理，能够更加直观地看出D2与P的关系，如图11所示：P与D2的平方成正比关系；当D2=0.5时，P最大；当占空比D2=0时，P最小，也为0。这些规律对TCM-DAB的功率预测和参数设计具有参考意义。

2.2.2 TCM-DAB功率反向传输时工作模态分析

通过图9中对开关时序的分析，可将TCM-DAB功率反向传输的工作模态分为8个，如图12所示。

a)状态1(0≤t

图11 TCM-DAB功率P与占空比D2的关系

图12 功率反向传输的工作模态

b)状态2(D2Ts≤t

c)状态3(D1Ts≤t

d)状态4(Ts/2-tr≤t

e)状态5(Ts/2≤t

f)状态6(Ts/2+D2Ts≤t

g)状态7(Ts/2+D1Ts≤t

h)状态8(Ts-tr≤t

2.3 参数优化

TCM-DAB设计要重点考虑电感的电流应力，结合TCM-DAB的等效模型和图6可知，变压器变比等于其原副边电压比时，无法满足额定功率传输，即

(29)

TCM-DAB的电流峰值

(30)

结合式(14)可得

(31)

(32)

(33)

由以上分析构建基于软开关的TCM-DAB双环控制框图，如图13所示，其中Uin和Uout分别为输入电压和输出电压，Uref为与DAB输出电压比较的基准电压，通过输出电压和电感电流闭环控制占空比D2，并根据式(13)求得D1的数值，实现DAB的软开关，从而降低电路损耗。

图13 TCM-DAB控制框图

3 仿真与实验

基于理论分析，进行小功率TCM-DAB功率正向传输的验证仿真和实验。

3.1 电路仿真分析

在搭建实验平台之前用saber进行电路拓扑仿真，低压侧负载用1个功率相等的纯阻性负载代替，具体参数如下：UHV=30 V，L=32 μH，ULV=20 V，fs=20 kHz，R=20 Ω，P=20 W。仿真结果如图14所示：图14(a)中实线和虚线分别为功率正向流动和反向流动的电感电流iL，电流峰值为1.2 A，电流变化与理论分析相同；图14(b)为功率正向传输高压侧开关管S1的零电压开通波形，实线是漏极和源极之间的电压(30 V)，虚线为其栅极驱动电压(15 V)；图14(c)为功率反向传输高压侧开关管Q2的零电流关断波形图，实线为其栅极驱动电压(15 V)，虚线为电感电流波形。