基于移相控制的WPT系统恒压输出研究

沈术凯 高强 李志超

摘 要：针对磁耦合谐振式无线电能传输系统中负载变化或外部干扰会导致系统输出电压的急剧变化，引起系统整体性能下降、失去稳定等问题，以SS型谐振网络拓扑结构为例，提出了一种基于移相调节原理的恒压控制策略。该策略根据零电压软开关（ZVS）移相工作原理与谐振回路建模理论，推导出逆变器驱动信号移相角与系统输出电压的参数表达式，在负载电阻发生变化的情况下，通过调节逆变器驱动信号相位，从而可实现系统输出电压的恒定。仿真和实验结果表明，该移相控制策略的控制器结构简单，避免了繁琐的参数计算和复杂的电路结构;在相同条件下，使用移相恒压控制的闭环系统能够解决负载突变时所引起的系统输出电压失稳的问题，对负载具有更好地适应性。

关键词：移相控制;无线电能传输;恒压控制;磁耦合谐振

磁耦合谐振式无线电能传输技术（Magnetically Coupled Resonant Wireless Power Transmission）是一种新型的电能传输技术，即用电设备以非接触的方式从电网端取电并传输给用电设备的技术，该技术具有安全、高效等优点[1，2]。

在WPT系统的发展中，越来越多的问题显现出来，尤其是系统对于负载的变化或扰动而随之产生的系统输出特性变化十分明显，从而使WPT系统失去稳定而无法可靠地进行无线电能传输，因此必须对系统进行恒压运行控制。在实际的WPT应用中，能够对系统输出进行调节的控制策略主要分为两种，一是在发射端的逆变器前段串联一个DC/DC变换器，通过改变输入到逆变器的能量，达到调节接收端输出的作用[3，4]，二是通过改变电路拓扑结构来实现系统的恒压输出[5，6]，但这两种无疑增加了系统的体积和硬件开发成本，使系统的电路结构变得更加复杂，降低了系统效率和鲁棒性。

综合以上分析，本文基于移相控制策略设计WPT系统，拓扑结构采用SS型，工作模式为零电压软开关（ZVS）工作模式。其中，移相控制采用闭环控制策略，自适应系统参数的变化，对系统进行稳定输出控制，达到恒压的目的。

1 移相控制的WPT系统

目前的WPT系统主要有四种拓扑结构，即串联（SS），串并联（SP），并联-串联（PS），并联-并联（PP）[7]。SS拓扑是最常见的补偿类型之一，并且已广泛应用于各种无线电能传输系统，而且SS结构的串联谐振与耦合系数和负载条件无关。因此本文使用SS型拓扑结构的WPT系统作为移相控制的控制对象。其系统框图如图1所示。

1.1 全桥逆变WPT系统

SS型WPT系统拓扑电路结构如图2所示，其中，Ui为直流输入电源，供给四个开关管工作，全桥逆变电路由四个开关管Q1-Q4组成，Q1、Q2组成超前桥臂，Q3-Q4组成滞后桥臂;上桥臂为Q1、Q3，下桥臂为Q2、Q4;D1-D4为续流二极管;开关缓冲电容为C1-C4;发射端串联谐振回路由Lp、Cp组成，接收端串联谐振回路由Ls、Cs组成;D5-D8构成整流电路，Cf为滤波电容;RL为直流负载。

左侧采用发射端电路结构，发射端部分主要由直流电源、全桥逆变电路、补偿电容和谐振网络组成。右侧为接收端部分，接收端线圈用来耦合发射端线圈发出的磁场能，转化为右侧的电能，然后，由二极管构成的无源整流器可以将感应电能转换为直流电能以供给负载。此外，谐振补偿电容用于补偿发射端和接收端，以增强功率传输容量并提高效率。

1.2 移相控制方法的基本原理

图2所示的WPT系统只是传统的拓扑结构，该结构不能进行电压调节，这意味着当负载发生变化时，负载输出将产生极大的变化，而本文提出的恒压移相控制方法，可以通过控制移相角实现对输出电压的调节。

移相控制策略下的WPT系统桥臂占空比d为[8]：

通过分析式（2）可知，Ui为系统输入直流电源，电压值为固定值，逆变器输出电压有效值Up只受移相角θ控制。因此，当接收端直流负载发生变化时，对逆变器开关管驱动脉冲移相角θ进行控制调节可以逆变器注入到发射端串联谐振网络的能量，从而调节接收端耦合到的能量，最后可以达到实现WPT系统负载输出电压恒定的目的，即恒压移相控制。

当系统工作于稳定状态下，此时不能忽略死区时间Td，假设系统只工作一个周期，在这一个周期内可以将系统的工作状态分为10种[9]，各种状态的分析如下：

在0～t0时刻，ip为反向电流，此時Q1和Q4关断、Q3导通，ip流经D1;在t0时刻时，up电压为零，Q1触发脉冲S1的上升沿到来，Q1在此时刻被触发导通，实现ZVS启动。

（1）工作状态1（t0～t1）。在t0～t1范围，由于Q1和Q3导通、Q2和Q4关断，Ui无法流通被阻断在外，ip只能通过D1和Q3续流。此时间段的系统工作状态为续流状态。

（2）工作状态2（t1～t2）。因为不能忽略死区时间，因此把死区时间作为一种工作状态来分析，t1～t2这一时间段即为死区时间Td，在Td时间内，Q3的触发脉冲S3在t1时刻为下降沿，Q4的触发脉冲S4在t2时刻为上升沿，所以在Q4导通前Q3已在t1时关断。但是由于保护电容C3的作用，Q3两端电压并不会发生突变，因此可以近似认为Q3在t1时刻实现ZVS关断。在此时间段内，电流ip为反向，C3为充电状态，C4为放电状态。为保证电流ip能够连续，C3需完全充电至电压为Ui，C4将电量完全释放至电压为零。

（3）工作状态3（t2～t2′）。在t2时刻，ip反向流过D4且在死区时间内up斜升，Td时间极短，因此可认为Q4在t2时刻实现ZVS导通，在t2～t2′范围内，Q1和Q4为导通状态，Q2和Q3为关断状态;电流ip为反向，流经Q1和Q4并对直流电源Ui进行放电，这种系统状态称为能量回馈状态。

（4）工作状态4（t2′～t3）。发射端谐振网络电流ip在t2′过零点，t2′以后时刻ip换相，此时电流为正方向，直流电源Ui开始作为电源经Q1和Q4向发射端谐振网络注入能量，此时的系统状态为能量注入状态。