一种应用于NB-IoT芯片的压控振荡器*

梁 振，石 磊，徐 肯，杨寒冰

（广州粒子微电子有限公司，广东 广州 510507）

0 引 言

随着物联网（Internet of Things，IoT）需求的日益增长，窄带物联网（Narrowband Internet of Things，NB-IoT）技术已成为万物互联网络的一个重要分支[1-2]。NB-IoT构建于蜂窝网络，只消耗大约180 kHz的带宽，可直接部署于GSM网络、UMTS网络或LTE网络，以降低部署成本，实现平滑升级。目前，市场上已经出现了大量物与物的联接方式。这些联接大多通过蓝牙、Wi-Fi和Zigbee等短距通信技术实现。然而，NB-IoT的应用范围与这些短距离通信技术的应用范围有很多重叠。在短距离物联网通信技术千亿级市场竞争中，如何使NB-IoT技术迅速抢占更多的市场份额，低功耗芯片设计是关键因素之一。

压控振荡器（Voltage Controlled Oscillator，VCO）作为NB-IoT射频芯片中的重要模块，其产生的相位噪声在接收机中会影响接收机的抗阻塞和临道选择的性能，在发射机中会影响发射机的输出矢量调制误差EVM、频谱辐射模板（Spectrum Emission Mask，SEM）和临近信道抑制比（Adjacent Channel Power Ratio，ACPR）等。如何在低功耗设计下降低VCO的输出相位噪声，一直是国内外科研机构研究的热点。

文章第1节主要介绍VCO电路的设计背景和基本原理；第2节提出并分析低功耗低相位噪声VCO电路设计；第3节介绍芯片测试结果；第4节给出结论。

1 VCO电路的研究背景及基本原理

NB-IoT芯片与其他通信芯片类似，都有射频模块和基带模块。射频模块分为接收机、发射机和锁相环。锁相环是NB-IoT中的重要模块，作用是产生精确的高频时钟信号即本振信号，提供给接收机和发射机。通常由鉴频鉴相器、环路滤波器和压控振荡器组成锁相环前向通路，由分频器组成锁相环的反馈通路[2]。锁相环通过检测参考时钟信号和VCO输出信号经分频器后的相位差，将检测的相位差信号通过鉴相器转换成电压信号，经低通滤波器滤波后形成VCO的控制电压，对VCO输出信号的频率实施精确控制。

NB-IoT对锁相环锁定时输出相位噪声要求非常高，而相位噪声主要的产生源之一就是压控振荡器。压控振荡器电路是相对成熟的电路，最常用的压控振荡器是所谓负跨导压控振荡器，如图1所示。图1为压控振荡器架构的一种实现方法[3]，其中MOS管NM1和NM2组成的正反馈电路背靠背交叉正反馈连接，如果从两个漏极看入，等效电导为-2/gm，其中gm为MOS管的跨导，负值是由负反馈连接的方式计算得出。当建立振荡后，两个MOS管交叉导通，两输出端电压信号相应交替起伏。通过控制VC电压，改变可变电容V1和V2的电容值，从而控制VCO的增益。VCO的输出频率由电感L1、电容C1以及可变电容V1和V2决定。

图1 压控振荡器电路

图1中压控振荡器的电路由底部的MOS管NM3决定，NM3产生的电流由NM4中电流镜像而来。NMOS电流源对振荡器的整体相位噪声有重要影响，因此通过电阻R1和C6滤除镜像电流时带来的噪声干扰。

目前，改善压控振荡器相位噪声主要有3种方案。（1）通过增加VCO的电流[4]。增加VCO的电流是最直接也是很有效的减小VCO相位噪声的措施，但是增加VCO电流的方式与NB-IoT芯片低功耗设计初衷刚好相反。（2）增加电阻R1和C6的阻值和容值，减小其构成的一阶低通滤波器的极点[4]。但是，增加电阻值和电容值是以牺牲芯片面积为代价，且不能改善MOS管NM3产生的电流噪声。（3）将MOS管NM3换成电阻[5]，电阻在一定程度上可以减小相位噪声，但是VF点的电压会随着NM1和NM2的起伏而起伏，从而带来一定的噪声。

2 低功耗低相位噪声VCO电路设计

本文提出压控振荡器电路如图2所示。压控振荡器由振荡电路、反馈回路和电容阵列组成。振荡电路与图1振荡电路类似，由正反馈MOS和谐振电路组成。振荡电路中可变电阻R1一端接地，另外一端连接NM1和NM2的源极，同时连接反馈回路中NM3和NM4的栅极。电阻R1的阻值大小决定了压控振荡器的电流大小。NM1和NM2的栅极通过电容C4和C5分别连接NM2和NM1的漏极，构成正反馈，为压控振荡器提供能量。可变电容V1和V2、电容C2和C3组成的电容可以等效成总电容Ce。由电容Ce、C1以及电感L1组成谐振电路。为了覆盖频率范围2.8 GHz到4 GHz（2倍于NB-IoT Band3工作频段，4倍于Band5和Band8工作频段），本文采用7-bit电容阵列，如图2所示。

图2 低功耗低相位噪声VCO电路

2.1 电容减敏技术

如图3所示，可变电容与C1串联后与电感构成谐振回路，可以有效减小由于CMOS工艺中电容尺寸过小产生的失配，这种失配会影响VCO的增益KVCO，增加VCO的输出相位噪声。假设可变电容的容值为CV，则谐振回路中的电容CT为：

假如可变电容变化，从式（2）可以看出谐振回路的电容变化为：

因此，谐振回路的电容变化相较于可变电容失配的变化没有那么大，也可以理解为可变电容容值的变化不敏感。由于现代CMOS工艺中器件的失配与面积成反比，可以选择大尺寸的可变电容，从而减小VCO输出相位噪声。

图3 电容减敏技术

2.2 交叉偏置二极管技术

由于可变电容的电容-电压曲线对随控制电压的变化不是线性的，所以VCO增益是变化的，会恶化锁相环的相位噪声。为了提高KVCO的线性度，V1和V2都由两个具有不同偏置电压的可变电容组成，如图4（a）所示。两组可变电容管对分别有Vb1和Vb2提供电压偏置，控制其线性的工作范围。

图4 交叉变容管技术

从图4（b）可以看出，单个可变电容线性控制电压范围为VR1和VR2。当将Vb1和Vb2各向两边移动VR/2时，可变电容管对的线性范围得以拓宽，其线性工作范围变为VR1+VR2。因此，两个可变电容组成的可变电容管对的线性区域要比单个可变电容的线性区域理论上宽1倍。

2.3 负反馈电路

如图2所示，反馈回路由2个NMOS管和2个电流源组成，2个NMOS管为NM3和NM4。

震荡电路中NM1和NM2的栅极偏置电压由反馈回路来决定。当主电路由于外来噪声使VF点电压升高时，NM3和NM4的栅极电压跟随升高，于是NM3和NM4的VGS变大，从而导致NM3和NM4的漏极电压降低。由于NM3和NM4的漏极连接NM1和NM2的栅极，于是NM1和NM2的栅极电压降低，即NM1和NM2的VGS变小，于是PM1和PM2的电流变小，也就是说流经电阻R1的电流变小，从而VF的电压降低。

当震荡电路由于外来噪声使VF点电压降低时，NM3和NM4的栅极电压跟随降低，于是NM3和NM4的VGS变小，从而导致NM3和NM4的漏极电压升高。由于NM3和NM4的漏极连接NM1和NM2的栅极，因此NM1和NM2的栅极电压升高，即NM1和NM2的VGS变大，于是PM1和PM2的电流变大。也就是说，流经电阻R1的电流变大，从而VF的电压升高。

由以上分析可知，反馈回路与震荡电路组成的负反馈网络使VF的电压保持恒定，对其他外来干扰（如NM1和NM2的噪声）不敏感，从而降低压控振荡器的相位噪声。

3 测试结果分析

本文提出NB-IoT VCO电路通过40 nm 1P6M CMOS工艺进行物理验证，VCO面积为0.1 mm2，芯片的显微照片如图5所示。

图5 芯片微照片

测量的锁相环的相位噪声如图6所示，VCO震荡在3.49 GHz，在偏离3.49 GHz的100 kHz、150 kHz、300 kHz、500 kHz和 2.5 MHz的 相 位噪声的测量值依次为-92 dBc/Hz、-91 dBc/Hz、-100 dBc/Hz、-110 dBc/Hz和 -125 dBc/Hz。

图7为使用此锁相环发射NB-IoT调制信号时测量的EVM、ACPR和MASK图。由图7（a）可以看出测量的EVM为7.8%。由图7（b）可以看出测量得到的Lower ACPR和Upper ACPR分别为-39.2 dBc和-38.6 dBC。图7（c）中下边的线为显示测量到的SEM，上边的线为3GPP中标准对SEM的要求，因此看出SEM满足3GPP标准要求。

以上测试结果表明，本文提出的VCO电路具有实用性和有效性。

图6 测量的VCO相位噪声

4 结 语

本文采用40 nm 1P6M CMOS工艺，研究与设计了一款应用于NB-IoT芯片的VCO电路。测试结果显示，VCO所需功耗为1.2 mW；当VCO震荡在3.49 GHz，在偏离 3.49 GHz的 100 kHz、150 kHz、300 kHz、500 kHz和2.5 MHz的相位噪声的测量值依 次 为 -92 dBc/Hz、-91 dBc/Hz、-100 dBc/Hz、-110 dBc/Hz和-125 dBc/Hz。采用此压控振荡器的NB-IoT发射机输出矢量幅度误差（EVM）为7.8%，频谱模板（MASK）和临近信道抑制比（ACPR）均满足3GPP要求。可见，测试结果证明了所提出压控振荡器电路的有效性和实用性。

图7 测量的发射机调制性能