毫米波引信高功率微波前门耦合效应研究

2020-03-23陈凯柏周晓东

兵器装备工程学报 2020年2期

陈凯柏，周晓东，高敏

(陆军工程大学石家庄校区 a.导弹工程系; b.弹药工程系，石家庄 050003)

高功率微波(High-power Microwave,HPM)是一个不断发展的概念，一般指频率在1～300 GHz、峰值功率在100 MW以上的强电磁辐射，是一个结合了电真空技术、脉冲功率技术、等离子体物理学而产生的新兴学科领域[1]。国际电工委员会(IEC)定义当入射场强超过100 V/m即为高功率电磁环境[2]。随着微电子技术的不断发展，元器件集成度越来越高，电子系统遭受HPM毁伤的概率也日趋增长。无线电引信犹如一部小型雷达，近年来，各国学者致力于研究不同频段电磁波在无线电引信上的应用，而毫米波由于探测精度高，识别目标能力强等优势一直被视为发展的重点。

毫米波引信体积小，集成度高，但其主要缺点之一就是易受电磁干扰[3]。在弹道飞行末段，引信暴露于HPM条件下很可能出现功能毁伤。功能毁伤，指引信系统在HPM电磁环境下，射频前端元器件或系统整体被破坏，发生不可逆故障。文献[4-5]对典型分米波引信的电磁脉冲效应进行了分析，确定了引信辐照试验的一般方法和规律；文献[6]研究了典型米波无线电引信的后门耦合效应，并对其进行了理论分析、仿真及试验验证；上述研究成果为无线电引信的HPM效应研究提供了很好的方法，但其研究对象频段较低，其普适性还有待进一步验证。目前，针对毫米波引信进行的电磁辐照试验相关研究很少，对引信前门耦合效应研究并不充分，本文基于CST-MWS和CST-DS联合仿真，在CST-MWS中对毫米波引信天线进行HPM辐照试验，将产生的感应电压导入CST-DS获得节点电压波形，从而判断元器件工作状态。研究结论不仅有利于进一步完善无线电引信的HPM效应机理分析，也为毫米波引信前端加固防护提供了思路。

1 引信前门耦合理论分析

前门耦合是指强电磁脉冲能量通过接收天线等耦合途径进入射频前端，由于接收天线存在一定增益，当耦合能量过大时，会造成前端电路饱和、致盲甚至烧毁。毫米波引信工作波长短，系统集成化程度很高，受空间所限其射频前端PIN二极管限幅能力相对较差，在HPM强电磁环境下耦合能量很可能超过二极管限幅容限，引信工作性能会受到极大影响。

对于HPM前门耦合功率，一般使用Friis公式进行计算。设定HPM发射源功率为Pt，其发射天线增益为Gt，源与引信间距离为R，接收天线有效面积为Aer，则接收天线耦合功率Pr可表示为

(1)

式(1)中：Sr为毫米波引信接收天线处功率密度；Aer可用下式表示：

(2)

式(2)中：λ为毫米波引信工作波长。

考虑引信工作带宽以及耦合过程中的损耗因素[7]，将损耗因子引入式(1),可以得到：

(3)

式(3)中：Gr为毫米波引信接收天线增益；Bt为HPM源发射天线的带宽；Br为毫米波引信接收天线带宽；Le为耦合过程中的损耗因子。

工程上为了计算方便，式(3)通常用分贝值进行表示：

Pr=Pt+Gt+Gr+Br-32.45-

20lgRkm-20lgfMHz-Bt-Le

(4)

距离为R的目标点处场强可表示为[8]

(5)

以Herotek公司的LP1-40A型PIN限幅器为例，在1 W连续波输入下其最大泄露功率可达20 dBm，当输入功率峰值足够大时，即使限幅器未被击穿，泄露功率过高也会导致后级电路受损或者信号失真。根据文献[9]中实验结论，合理设定当耦合峰值功率超过5 W时，限幅器被击穿，丧失保护作用。

2 HPM效应联合仿真方案设计

图1为所设计的毫米波引信射频前端前门耦合效应图。首先采用单脉冲正弦信号调制的平面波模拟HPM信号[10]，在CST-MWS中对接收天线进行辐照试验仿真，在CST-DS软件中对天线进行匹配、滤波、衰减、放大电路的设计，而后将CST-MWS中所得端口电压导入CST-DS软件进行瞬态仿真，通过设置电路节点获得电压时域波形，据此数据以及元器件参数判断电路工作状态。

图1 毫米波引信射频前端前门耦合效应图

2.1 弹载天线设计

由于毫米波引信受到严格空气动力学的限制，其弹载天线要求必须与飞行器表面共形。微带天线由于其易于表贴和安装的独特性能，成为了毫米波引信天线的首选。设计微带天线，首先需要考虑其介质基片的选取[11]，设介电常数为εr，天线中心频率为f0，单元宽度W由下式确定：

(6)

式(6)中：c为光速。

贴片长度一般取λe/2，λe为介质内导波波长：

(7)

(8)

其中：εe是有效介电常数；ΔL是等效辐射缝隙长度。这两个参数可按照下式计算：

(9)

(10)

介质基板尺寸按照下式确定：

LG=L+0.2λe

WG=W+0.2λe

(11)

根据式(6)～式(11)计算天线尺寸，在CST-MWS中设计微带天线，天线模型如图2所示。天线介质基板材料采用Rogers RT5880 lossy(εr=2.2，tanδ=0.000 9)，基板大小为12 mm×8.9 mm×0.254 mm，贴片材料选用聚四氟乙烯双面敷铜板，厚度为35 μm，采用侧馈方式馈电，波导端口输出，使用频域求解器求解，配合软件内部参数优化，最终所得天线远场参数图如图3，E面方向图如图4，天线最大增益达到8.24 dBi，满足设计要求。

图2 天线模型

图3 天线远场参数图

图4 天线E面方向图

2.2 HPM电磁脉冲信号模拟

HPM信号一般可用下式表示[12]：

(12)

式(12)中：E0为峰值脉冲;f0为中心频率；t为激励时间；t1为延迟时间；τ为脉冲宽度。

以SADARM末敏弹为例，当母弹抛洒出子弹后(约500～800 m)，其弹上毫米波探测器即开始工作，此时探测天线暴露于战场环境，易受HPM脉冲影响[13]。为简化计算，忽略引信与HPM源之间的角度问题，设定源目距离为500 m，微波源功率为10 GW，发射天线增益为20 dB，根据式(5)计算结果，设置E0=15.5 kV/m；f0=30 GHz；t1=10 ns；τ=50 ns。在CST-MWS中通过内置VBA编辑器设置HPM信号，其时域波形及功率谱波形如图5HPM信号图所示。

图5 HPM信号图

2.3 HPM辐照方案设计

在CST-MWS中对贴片天线设置辐照仿真试验，模拟引信天线在HPM磁场环境下的前门耦合效应。在辐照场强设置中已考虑过HPM信号的大气传输损耗，故在仿真辐照方案中不再考虑大气衰减因素。设置前门耦合过程中的损耗因子Le为6 dB，在天线末端设置离散端口为时域信号输出端口，设置平面波位置矢量为(0，0，-1)，电场矢量为(1，0，0)，暂不考虑元器件间的寄生效应，使用时域求解器对耦合过程进行求解。

为了更加真实的模拟引信的HPM效应，在CST-DS中建立射频前端部分电路进行注入仿真试验，对前门耦合中的场——路耦合效应做进一步探究。根据频域仿真数据在端口1中设置天线输入阻抗，将离散端口感应电压导入端口1，后级电路依次连接匹配、滤波、衰减、放大电路，衰减器设置为6 dB，前级放大器增益设置为14 dB，第二级放大器增益设置为20 dB，端口2阻抗设置为50 Ω，设置仿真时间为100 ns，在电路上设置探针观察电压信号变化情况。连接完毕后前端电路如图6所示。

图6 引信前端电路图

3 HPM辐照仿真结果分析

经过CST-MWS仿真后，可得天线耦合电压信号，将其导出为ASCII格式，再导入端口1，在CST-DS中进行瞬态仿真，各节点电压波形如图7～图10所示。由波形图可以看出，耦合电压波形在经过匹配、滤波电路后，波形到达峰值的时间延迟了约0.5 ns，且峰值衰减程度较大，但电压信号整体波形基本保持不变；探针P3输入功率在34.8 ns时达到峰值1.16 W，根据前文分析，此时最大泄露功率可达20 dBm以上，足以干扰后级放大器的正常工作；经过第一级低噪声放大器后，探针P4电压幅值有明显增大，峰值输入功率达44.6 dBm，已经远远超过第二级低噪声放大器的承受能力，可能导致引信输出错误起爆信号，大大减弱了弹药的杀伤效能。

图7 距离500 m时P1探针电压波形

图8 距离500 m时P2探针电压波形

图9 距离500 m时P3探针电压波形

图10 距离500 m时P4探针电压波形

为了进一步研究引信前端HPM效应，改变源目距离，其余试验条件不变，对引信进行辐照仿真试验。经过多次仿真发现，源目距离的改变仅对耦合电压峰值产生影响，对耦合电压波形无明显影响；当源目距离为210 m时，耦合进入天线末端的感应电压可达95.2 V，该信号在经过衰减电路后，其输入峰值功率约为5.25 W(图11)，此时射频前端PIN二极管限幅器被HPM信号击穿发生短路现象，引信性能会受到严重影响。

图11 距离210 m时P3探针电压波形

4 引信射频前端防护措施

为了加强引信射频前端对HPM脉冲的防护能力，本章对引信的前门加固提出具体措施。文献[14]提到不少可行措施，当功率源与目标距离过近时，引信前端可通过限幅器的级联来加固，在此不进行列举。针对前文所分析的具体情况，距离为500 m时前端电路中主要损伤部位为第二级低噪放，所以前端加固考虑在低噪声放大器前加入RC并联回路吸收过电压，减小放大器的输入功率。

吸收电路也称缓冲电路，其本质是利用吸收电容吸收主电路能量，一般用于改善瞬态工况以及提高电路稳定性，抑制高过压，从而保护电路工作。相对于限幅器，该回路简单廉价，并且可以阻止电路部分谐振能量，因此在工程中得以大量应用。根据文献[15]中公式设计RC回路，改进电路如图12所示。