Boost软开关的控制原理和控制方法分析及应用

2020-01-08吴子豪

通信电源技术 2020年9期

吴子豪

（武汉理工大学，湖北武汉 430070）

0 引言

Boost软开关技术在电力电力技术领域中占有重要地位，是电力电子技术的重要组成部分。在Boost软开关技术中，控制原理和控制方法是进行Boost软开关设计的前提。随着Boost软开关技术的进步，在控制原理和控制方法方面也可以加以改进和创新，以提高Boost软开关的技术水平。本文在分析Boost软开关的控制原理和控制方法的基础上，介绍了Boost软开关的控制原理和控制方法的具体应用。

1 双Boost结构的软开关

对于双Boost结构的软开关，整流充电复用电路包括晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q5、二极管D1、二极管D2、二极管D5、二极管D7、二极管D8、电容C1、电容C3和电感L3。晶体管Q1、晶体管Q2和电容C1串联构成回路，电感L3、晶体管Q5与二极管D7和二极管D8串联的支路，并联于所述晶体管Q1、晶体管Q2和电容C1串联构成的回路；二极管D1并联于晶体管Q1的两端，二极管D2并联于晶体管Q2的两端，二极管D5并联于晶体管Q5的两端；电容C3并联于电感L3和二极管D7组成支路的两端。这种双Boost结构的软开关整流复用电路实现了市电升压、电池升压以及电池充电，大大降低了整机的硬件复杂度，提高了可靠性，降低了成本。

2 Boost软开关的控制原理和控制方法

2.1 Buck Boost变换器的软开关调制方法

对于双向级联式Buck Boost变换器的软开关调制方法，包括：第一MOSFET开关管的导通时刻位于第二MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，第一MOSFET开关管的关断时刻位于第三MOSFET开关管的导通时刻后至少一个采样周期；第二MOSFET开关管的导通时刻位于第一MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期；第三MOSFET开关管的导通时刻位于第四MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期，第三MOSFET开关管的关断时刻为电感电流过零时刻；第四MOSFET开关管的导通时刻位于第三MOSFET开关管的关断时刻后至少一个采样周期[1]。这种方法不借助于额外辅助电路实现了双向级联式Buck Boost变换器的软开关调制，避免了调制与控制的交互影响，降低了双向级联式Buck Boost变换器控制系统的设计和实现难度。

2.2 Boost软开关变换器及工作原理

对于隔离型有源箝位交错并联Boost软开关变换器及工作方法，在该电路中包括耦合电感、MOS管、二极管以及电容等元件。其中，MOS管和二极管在Boost软开关变换器工作的过程中，可以控制电路的导通和截止，从而实现对Boost软开关变换器的运行控制。通过对Boost软开关变换器的电路结构进行合理设计，可以使得电路具备箝位的功能，满足实际应用需求。

在实际应用中，有双Boost结构的软开关整流充电复用电路。这种电路包括晶体管Q1、晶体管Q2、晶体管Q5、二极管D1、二极管D2、二极管D5、二极管D7、二极管D8、电容C1、电容C3和电感L3。晶体管Q1、晶体管Q2和电容C1串联构成回路，电感L3、晶体管Q5与二极管D7和二极管D8串联的支路并联于所述晶体管Q1、晶体管Q2和电容C1串联构成的回路；二极管D1并联于晶体管Q1的两端，二极管D2并联于晶体管Q2的两端，二极管D5并联于晶体管Q5的两端；电容C3并联于电感L3和二极管D7组成支路的两端。这种电路提出一种双Boost结构的软开关整流复用电路，实现了市电升压、电池升压以及电池充电，大大降低了整机的硬件复杂度，提高了可靠性，降低了成本。

3 Boost软开关控制方法的应用

3.1 Boost PFC软开关电路

目前，对开关电源的研究主要集中在功率因数校正技术（PFC）、软开关技术和三电平变换器等方面。随着环保和节能要求的不断提高，对各种电源的设计提出了越来越高的要求。不仅要求电源体积小、重量轻，而且电源的低功率损耗和高传输效率也成为测试电源的重要性能参数。传统Boost PFC电路大多采用升压（Boost）电路作为主功率电路拓扑，对于几百瓦的小功率功率因数校正是较为成熟的技术。采用该电路构成的PFC电路结构简单，容易实现。但在实际应用中，尤其是低压大功率应用中，由于开关管不是理想器件，开通时开关管的电压不是立即下降到零，而是有一段下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一段上升时间。在这段时间，电流上升和电压下降存在一个交叠区域，产生了开通损耗。开管关断时，电压上升和电流下降同时进行，产生关断损耗。传统有源功率因数校正电路中导通器件多、通态损耗大，不适于中大功率场合应用。实际中可以采用适于中大功率场合应用的新型Boost PFC软开关电路，不仅减少了导通损耗，而且减少了器件损耗。

Boost PFC软开关电路包括第一主开关、第二主开关、第三辅助开关、第一谐振电感、第二谐振电感、第三滤波电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管和第六二极管。该电路由第三滤波电感、第一主开关、第二主开关、第一二极管、第二二极管和第四电容组成的脉冲调制连续电流模式电路与由第一谐振电感、第二谐振电感、第一谐振电容、第二谐振电容、第三谐振电容、第三辅助开关及第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管组成的ZVS-PWM辅助谐振电路构成。这种Boost PFC软开关电路不仅减少了导通损耗，而且减少了器件损耗，适于中大功率场合应用，具有结构简单、效率高的优点。

3.2 双向级联式Buck-Boost变换器的应用

双向级联式Buck-Boost变换器具有输入输出电压宽范围变换、能量双向流动的特点，特别适合于新能源领域DC/DC变换场合。双向级联式Buck-Boost变换器的调制方法包括分段式调制法和PWM调制。分段式调制法中，两MOSFET开关管固定导通或关断，另外两个MOSFET开关管动作，根据输入输出电压大小进行分段控制，具有MOSFET开关管动作较少、损耗低的特点[2]，但输入输出电压近似相等时控制效果较差；PWM调制无需比较输入输出电压大小，电压调节范围更广。

PWM调制方法不仅可以工作在连续导通模式（Continuous Conduction Mode，CCM），还可以工作在DCM模式下。在CCM模式下，它的电感值较大，电感电流峰值和纹波小，建模简单，输出电压与MOSFET开关管占空比呈正比，适用于负载功率较大的场合，但是控制系统设计相对复杂。DCM模式下，要求它的电感值较小，电感电流变化范围不大，但电感电流峰值较大，导致MOSFET开关管承受较大的电流应力，影响MOSFET开关管变换器的带载能力，且输出电压纹波较大，因此更适用于负载功率较小的场合。双向级联式Buck-Boost变换器的PWM调制过程中，由于每个控制周期4个MOSFET开关管均要动作，会使得MOSFET开关管损耗比起分段式调制更严重。为解决MOSFET开关管损耗增加的问题，国内外学者提出了多种软开关实现办法。

3.3 DC/DC变换器的应用

DC/DC变换器一般采用附加辅助电路实现软开关。一种辅助电路是通过附加受MOSFET开关管控制的电容或电感电路与主电路电感或电容发生谐振，使原电路实现MOSFET开关管器件零电流关断或零电压开通。另一种全辅助电路是在原电路的基础上添加MOSFET开关管器件、谐振电感和谐振电容，通过全辅助电路引起的谐振，使原电路中的MOSFET开关管器件实现软开关。这种采用附加电路软开关实现方法导致DC/DC变换器结构更加复杂，增加了不确定性，且由谐振引起的额外损耗降低了变换器的效率。

此外，还有一类不借助辅助电路的软开关实现方法，根据拓扑结构和DCM的特点，通过引入电感反向电流实现软开关。例如，采用三重半桥式双向DC/DC变换器拓扑结构，分Buck模式和Boost模式运行，上下两部分开关在不同模式下互为主开关和辅助开关，利用DCM模式下的负电感电流、开关管并联的小电容以及在额外加入的死区时间内动作实现软开关。这种方法没有额外开关，利用变换器原有结构构成辅助开关，提高了变换器效率[3]。但是，该方法要根据输入输出电压大小区分运行模式，致使控制方法复杂，无法保证模式切换过程的控制效果。在三相交错同步双向DC/DC变换器中，将主电路中的开关一部分作为主开关，另一部分作为辅助开关，通过辅助开关对并联的电容充放电及负电感电流作用实现软开关。但是，该DC/DC变换器模型结构复杂，控制涉及MOSFET开关管器件及电感电容元件较多，容易产生误动作。在文献[3]中提出了通过定义精确时间控制各MOSFET导通关断的方法，运用双向级联式Buck-Boost变换器本身电路结构实现软开关。通过MOSFET管的寄生电容和偏置电流，以电感电流波形对4个MOSFET管的导通时间进行计算与控制，从而实现软开关。这种方法是基于时间的开环调制方法，并不能准确控制输出电压，致使输出电压与参考值误差过大，且计算过程复杂，精确度较低。

若采用辅助电路的方法会导致DC/DC变换器结构复杂，额外损耗增加；若不加辅助电路，利用DC/DC变换器本身拓扑结构实现软开关，区分模式运行的方法将导致控制难度加大。此外，有的DC/DC变换器主电路结构复杂，器件失控问题严重。或者采用基于时间的开环控制方式，但控制精度较低。