基于RS 码的短波多音并行调制解调技术研究∗

2019-11-13沈海伟杨亦武

舰船电子工程 2019年10期

关键词：误码率短波载波

沈海伟杨亦武

（1.海军装备部驻上海地区第二军事代表室上海 200120）（2.江苏自动化研究所连云港 222006）

1 引言

短波通信又称高频通信，广泛应用于各类舰船的通信系统中。但是短波通信一直存在着传输速率不高、通信的可靠性和稳定性较差、容易受到干扰等明显缺陷。因此对于舰载短波通信来说，通信质量的改善和数据传输速率的提高一直是研究的重点。

短波通信即使工作于最佳工作频率，在信号传输过程中，不可避免地会受到多径效应、衰落、多普勒频移等因素的影响，从而使信号出现失真现象。

为了保证通信质量，提供数据传输速率。人们开始研究多音并行调制解调体制。其技术在硬件方面较易实现，应用广泛，用于传输高速数据信号。它的设计思路是把高速串行信道划分成许多低速的并行信道，多个副载波在短波信道的有效带宽（300Hz～3000Hz）内并行传输数据信息。从而减小实际传输速率，增加了码元宽度，使其远远超过多径时延，从而降低多径的影响。同时，一般还会使用前向纠错编码、分集、多普勒频移校正等技术作为抗干扰的手段。

本文的主要设计了一个39 音并行调制解调器，根据美军标MIL-STD-188-110B，计算分析了最优的参数，采用一些先进的抗干扰技术，有效提升短波通信系统的性能。并利用Matlab 仿真进行了验证。

2 短波多音并行系统

MIL-STD-188-110B 提出了并行体制结构，作为美军现役的短波通信技术标准，涵盖了战术通信和长距离通信，指导了新的数据调制解调器的设计，目的是为了确保通信系统的性能下限以及保证在指定传输信道条件下不同通信系统的兼容性。

2.1 短波39音并行体制

短波多音并行系统的核心技术是正交频分复用（OFDM）技术，OFDM 技术是多载波调制技术的一种，它的概念主要来源于频分复用和多载波传输技术。其基本思想是在频域内对所给信道进行划分，原始信道被分成互相之间保持正交的多个子信道。

短波多载波并行调制解调的主要技术思路是通过延长码元宽度，降低多径效应对数据传输的影响；通过插入循环前缀尽可能隔离前后码元的码间干扰；通过对多个子载波并行调制，在有效带宽内实现高速数据传输。其本质是通过波形设计，适应多径信道条件。短波多载波并行调制解调经过多年发展，美军颁布的MIL-STD-188-110B 标准中的附录B 规定的39 音并行体制成为经典的短波数据传输波形。

2.2 系统设计

首先讨论39 音的选取。以同步数据长交织传输方式为例，最高传输速率为2400bps。采用有限域GF（24）上的RS（14，10）码，码率为10/14；交织时间为4.8s，则每个交织块的大小为2400×4.8=11512bit，且每个交织块包含11512/（4×10）=288 个RS（14，10）码字，对应的交织深度为288；在每个交织块前，插入用于群同步的长为521bit 的m 序列，由于群同步序列不需要进行编码，所以在一个4.8s的交织块内共传输了512+4×288×14=16640bit 数据，这样信道实际传输速率为16640/4.8=3466.67bps，当子载波码元宽度Tb=22.5ms 时，可以得到子载波的符号速率为1/Tb=44.44 波特，各子载波均采用QDPSK 调制方式，则所需的子载波个数为3466.67/（44.44×2）=39个。

根据奈奎斯特采样定理，要求fs≥2×fmax，其中fmax表示采样信号的最高频率。由于滤波器的阻带特性非理想，要求fs＞2×fmax。同时，fs过大会增加后续信号处理的复杂度，所以取fs=2.4×fmax=7200Hz。

在多载波并行数据传输中，可用IFFT 和FFT方法有效实现信号的调制和解调，为保证发端输出为实序列，则进入IFFT 运算的序列必须具有对称性。当子载波个数为L时，IFFT和FFT点数N ≥2×L，同时为了便于采用基-2 的FFT 运算，要求N 为2的幂次方。当L=39 时，取N=128，即用128 点IFFT和FFT完成信号的调制和解调。

当采样速率为7200Hz 时，子载波频率间隔为Δf = 56.25Hz。此时帧速率为1/Tb= 44.44Hz，由于1/Tb<Δf，可以满足各子载波正交性要求。

对于fs=7200Hz 采样速率，采用128 点IFFT 变换得到的调制信号持续时间为128/7200=17.78ms，则用于前后码元隔离的循环前缀多径保护时间TCP=22.5-17.78=4.72ms，相当于34 个样点。即每帧信号由162 点组成，其中34 点用于多径保护，可有效隔离小于34/7200=4.722ms的多径干扰。

根据上文分析，本文设计的多载波并行数据传输系统中共使用了40个不同的子载波，其第7个子载波为多普勒校正跟踪音，用于载波同步跟踪及频差校正；第12到第50个子载波用于传输数据，称为数据音；第11 个子载波对应的位置用于同步跟踪参考。39 个数据音，每个携带2bit 信息，每帧含78bit信息，各单音间距为56.25Hz。

多载波并行数据传输的信号格式如图1 所示，由同步头序列、群同步序列、数据码块、填充数据及结尾序列（EOM）组成。

图1 多载波并行数据传输的信号格式

2.3 系统主要技术参数

结合2.2 的系统设计，本文选取信道速率为3466bps 的通信系统作为研究对象，设计该系统的主要技术参数。本文设计的通信系统数据速率共有2400bps，1200bps，600bps，300bps，150bps，75bps等6 种选项，频率范围为675Hz～2812.SHz，频率间隔56.25Hz，这样共有39 个数据音被用来传输数据。同时采用一个频率为393.75Hz 的单频未调制多普勒音，用于校正频率偏差。为了增强系统的抗干扰能力，在数据速率为2400bps 时采用RS（14，10）码作为前向纠错编码，数据速率小于2400bps时采用RS（7，3）码作为前向纠错编码。并且在数据速率为1200bps 时，采用f12～f18与f44～f50两重频率分集方式，在数据速率为300bps 时，采用两重时间分集方式，在数据速率为150bps 时，采用四重时间分集方式，在数据速率为75bps 时，采用八重时间分集方式。

系统调制时采用IFFT 变换完成多载波信号合路。数据速率为2400bps，1200bps 时采用QDPSK调制；数据速率为600bps～75bps 时采用2DPSK 调制。系统解调时采用FFT变换完成多载波信号分路。

根据上文分析，系统的采样速率fs=7200Hz，定时精度≤1×10-6，帧速率为44.44 帧/s，码元长度为22.5ms，多径保护时间为4.72ms，接收端有效FFT信号累积时间为17.78ms。

关于信号检测和载波同步，本系统通过14帧4音信号在315ms内完成信号检测和载波同步，最大校正频偏为±75Hz。同时系统在通信过程中可自动跟踪多普勒频移，最大频偏跟踪速率为3.5Hz/s。

系统最终能够达到的白噪声性能指标为，在2400bps速率条件下，SNR=8dB时，误码率小于10-4；在1200bps速率条件下，SNR=6dB时，误码率小于10-4。

2.4 系统基带实现

本文设计的短波39 音并行系统基带实现的功能框图如图2所示。

图2 短波39音并行系统基带实现框图

其中信道编译码部分根据数据的不同传输速率选择不同的编码方式进行信道编译码，有GF（24）域的RS（14，10）码和RS（7，3）码两种编码方式。为了接收端需要准确定位超级块的边界，通过插入帧同步序列和帧同步处理，来实现正确的解交织和译码。用IFFT/FFT 分别实现OFDM 调制和解调。发端在每一次发送数据前，都会添加一段同步头以用于信号识别，这样收端就能够通过是否成功捕获同步头来判断发端是否发送信号，只有当同步头被捕获成功时，收端才可以接收和上传数据。在解调前，需要通过必要的同步手段来准确界定符号的边界，这一确定边界的方法就被称为符号同步。同步的好坏直接影响解调的性能。模数变换和数模变换的功能主要是在时域内对OFDM 调制信号进行滤波和采样数字化。使信号便于在信道中传输，有利于下一步对数字信号的处理。

3 短波多音并行系统仿真

3.1 系统仿真设计

由于本文设计的短波多音并行系统性能的提升体现在调制解调部分，所以本次仿真主要对该部分进行模拟。基于该技术，对采用不同抗干扰技术和不同信道条件下的系统进行仿真，完成性能分析。仿真的系统框图如图3所示。

图3 并行调制解调器系统框图

其中输入数据流为原始数据经过RS编码和交织后得到的数据流，输出数据流再经过解交织和译码就恢复出了最初的发送数据。系统根据输入数据流与输出数据流来统计系统的误码率。导频类型选择了梳状导频。采用了高斯信道和带多普勒频移的瑞利衰落信道两种信道模型。

3.2 仿真结果分析

调制解调器的基本要求之一便是要正确传输数据，因此本次仿真主要关注了不同信道条件下对系统误比特率（Bit Error Rate，BER）的影响。

误比特率表示数据经过信道传输之后，接收端收到的数据与发送端发送的数据相比，发生错误的比特数占发送端总发送比特数的比例。即误比特率=接收出现差错的比特数/总的发送的比特数。

以下对不同信道条件下的系统性能进行了分析。

3.2.1 信道估计对误码率的影响

无线通信系统的性能与无线信道密切相关，如阴影衰落和选择性衰落等都会对使信号从发端到收端的传播路径变得非常复杂，对无线通信系统的性能造成影响。信道估计就是估算发端天线到收端天线之间的无线信道的频率响应。由于通过信道传输之后的接收信号产生了相位和幅度的变化并且叠加了AWGN，因此可以根据该接收信号来了解信道的时域或频域传输特性。

对于OFDM 系统，我们需要估计出每个子载波上的频率响应值Hk，k=0，1，2，…，N-1。信道估计其实就是对输入信号影响的一种数学表示。一般的信道估计过程如图4所示。

图4 一般的信道估计过程

信道估计算法按照估计的准则来分，可分为最小二乘估计（LS）和最小均方误差估计（MMSE）。本文仿真采用了最小二乘法。

图5 高斯信道下有无信道估计的误码率曲线

图5 中*标曲线表示系统在高斯白噪声干扰下没有进行信道估计的误码率曲线，○标曲线表示系统在高斯白噪声干扰下进行LS 信道估计的误码率曲线。从两条曲线可以看出，若进行LS 信道估计，当SNR=7dB 时系统即无误码，若不进行信道估计，当SNR=9dB时系统才无误码。

由此可以看出，本文设计的系统中采用信道估计算法可以显著改善系统的误码率。

3.2.2 保护间隔对误码率的影响

本文在设计系统时为了有效对抗多径时延扩展，同时能够最大程度地避免符号间干扰，采用了插入循环前缀和保护间隔的方法，并做了仿真分析。

图6 有无保护间隔的误码率曲线

图6 中*标曲线表示信号有循环前缀和保护间隔的误码率曲线，○标曲线表示信号没有循环前缀和保护间隔的误码率曲线。由图可以看出，有循环前缀和保护间隔的信号的误码率明显较低，循环前缀和保护间隔能够将系统的误码性能提升2-3dB。

3.2.3 高斯信道与瑞利衰落信道的误码率对比

图7 中*标曲线表示信号经过高斯信道的误码率曲线，○标曲线表示信号经过多径数为3 的瑞利衰落信道误码率曲线。由图可以看出，在低信噪比时，是否存在瑞利衰落已经不会明显影响到系统的整体性能，本文设计的并行调制解调系统可以显著对抗瑞利衰落带来的性能下降。

图7 多径数为3的瑞利衰落信道与高斯信道的误码率曲线

3.2.4 多径数对误码率的影响

图8 中*标曲线表示信号经过多径数为3 的瑞利衰落信道误码率曲线，○标曲线表示系统经过多径数为6 的瑞利衰落信道误码率曲线。从图中可以看出，多径数给系统的整体性能带来的影响有限，本文设计的系统可以有效降低由于多径数目增大而导致的通信系统整体性能下降的程度。

图8 不同多径数的瑞利衰落信道的误码率曲线

3.2.5 多径时延对误码率的影响

图9 中的两条曲线均为信号经过多径数为的瑞利衰落信道误码率曲线，其中*标曲线比○标曲线的多径时延要稍大。从图中可以看出，当SNR较小时，两者的误码率基本相同，当SNR变大时，误码率不再相等，但是差别也不大。这就是因为当多径时延长度小于保护间隔长度时，各多径时延对系统造成的误码几乎相等，当多径时延长度变大时，不再相等。