一种抗雷击浪涌的智能电能表开关电源电路设计

王少俊 李香

摘 要：目前已有智能电能表采用开关电源，开关电源存在抗雷击浪涌能力弱的缺点。本文对现有智能电能表开关电源电路加以改进，增加一条电压保护电路，其响应速度快于现有电压、电流保护电路，能对开关电源进行很好的保护。

关键词：智能电能表;开关电源;雷击浪涌;保护电路

中图分类号：TM933.4 文献标识码：A 文章编号：1003-5168（2019）31-0056-03

Design of a Switching Power Supply Circuit for Intelligent

Energy Meter Against Lightning Surge

WANG Shaojun1 LI Xiang2

（1.Yangzhou Baoer Electronics Co.， Ltd.，Yangzhou Jiangsu 225000;

2.Yangzhou Wantai Electronic Technology Co.， Ltd.，Yangzhou Jiangsu 225000）

Abstract： Switch power supply is used in smart meter， and it has the disadvantage of weak lightning surge resistance. In this paper， the switch power supply circuit of smart meter was improved by adding a voltage protection circuit. Its response speed was faster than the current and voltage protection circuit， which could protect the switch power supply well.

Keywords： smart meter;switching power supply;lightning surge;protection circuit

国内智能电能表多采用线性电源，即通过工频变压器将交流50Hz/220V电压转换为50Hz交流低电压，再经半波整流滤波转换为直流12V和5V等。其优点是制造简单、成本低、抗干扰能力强、输出电压纹波小、可靠性高，缺点是体积大、输入电压范围窄、电压转换效率低[1]。而欧美国家多采用高性能开关电源，其优点是体积小、重量轻、输入电压范围宽、电压转换效率高、响应速度快，缺点是控制电路复杂，输出电压纹波大，抗高频干扰、雷击浪涌能力弱，故障率较高[2]。

随着开关电源技术的发展，国内已有部分智能电能表采用开关电源，但其抗高频干扰、雷击浪涌能力弱的缺点使得保护电路至关重要。目前，开关电源采用的电压、电流检测和保护电路响应速度慢，因而雷击浪涌时可能来不及反应。本文对现有智能电能表开关电源电路加以改进，增加一条电压保护电路，该电压保护电路响应速度远快于现有电压、电流保护电路，能对开关电源起到很好的保护作用。

1 典型的开关电源电路

电能表开关电源选择的标准为：选用成熟方案，以降低风险;选用通用器件，以降低成本。因此，本文采用由集成开关电源控制器UC3842构成的单端反激式开关电源，其输出纹波小、穩定、体积小、重量轻、效率高。图1为典型单相智能电能表开关电源工作电路。

反馈回路包括电流反馈回路和电压反馈回路。

电流反馈回路多在开关场效应管上串联一个以地为参考的取样电阻，如图1所示，电阻R10将变压器初级线圈电流转换为电压信号，此电压由控制器UC3842内电流检测比较器监视，并与来自内部误差放大器的输出电平比较。当发生电流过载时，调整控制器UC3842输出脉冲占空比，进行过流保护。

电压反馈回路有两种形式。一种如图1所示，反馈电压直接取自反馈绕组N2即VI。此电路结构简单，成本低，但因非取自输出端，稳压精度不高，只适用于负载小且稳定的场合。另一种反馈电压取自电源输出端，再用光耦和电压基准进行反馈控制。该方法可提高电源稳定性和精度，但对电能表而言成本较高。电能表电源负载较小且稳定，因此本文采用第一种形式的电压反馈回路。

典型单相智能电能表开关电源如图1所示。220V交流电经电源噪声滤波器滤除电磁干扰后进入整流模块进行整流，再经电阻R1、电容C1滤波后形成300V左右的直流电压。该电压经电阻R2、电容C1、电容C2至控制器UC3842的7脚为其提供电源[VI]，[VI]大于16V时开始启动。控制器UC3842正常工作后，6脚Vo输出的控制脉冲驱动场效应管Q进行通断，进而控制脉冲变压器Tr初级线圈N1的通电。电阻R6、电容C5和电容C6组成的频率产生电路控制变压器脉冲频率。场效应管Q导通时，绕组N1的感应电压为上正下负，绕组N3和绕组N4中感应电压为上负下正，二极管D4和二极管D5截止，绕组N1中储存能量。场效应管Q截止时，绕组N1中存储的能量释放。一方面经绕组N3、二极管D4和电容C10滤波后输出5V电源，经绕组N4、二极管D5和电容C11滤波后输出12V电源;另一方面经绕组N2、二极管D1、电容C2、电容C3形成的整流电压VI对控制器UC3842进行供电。电阻R10的电压经电阻R9和电容C7组成的低通滤波电路送给控制器UC3842的电流检测端3脚，进而对输出控制脉冲进行调整。3脚电压高于1V时，振荡器停振，保护功率管不因过流而损坏。电压VI一方面为控制器UC3842提供正常工作电压，另一方面经电阻R3、电阻R4分压后加到控制器UC3842误差放大器的反相输入端2脚，为其提供负反馈电压，电压越高驱动脉冲占空比越小，以稳定开关电源输出电压。

2 改进的开关电源电路

输入电压和负载电流变化较大时，上述开关电源电路能自动限制负载电流，补偿电路简单。但雷击浪涌脉冲瞬时电压可达几千伏，瞬时电流可达几百甚至几千安，可能来不及保护。

图1中，场效应管Q采用IRFPG40，漏极D和源极S之间最大导通电流为4.3A，导通电阻为3.5Ω，最大耐压为1 000V。雷击浪涌发生时，若跨接在220V输入端的压敏电阻来不及反应，浪涌电压将经整流模块进入电源回路，进而在绕组N1和场效应管Q上产生高压和大电流。若电压和电流保护电路反应慢，场效应管Q不能及时关断，将烧毁场效应管Q乃至变压器。一旦场效应管Q的漏极D和栅极G被烧成短路，高电压将从栅极G加到控制器UC3842的6脚使其烧毁。

图2为控制器UC3842芯片内部及主控电路结构图。如图1所示，现有电流检测回路的采样电压首先经过由电阻R9和电容C7组成的低通滤波电路进入3脚，该滤波电路虽使高频电压幅度大大降低，但也产生了延迟。如图2所示，采样电压进入3脚后送至电流检测比较器，与误差放大器输入比较后输出，比较器翻转产生一定延迟。比较器输出再经锁存器、或非门、推挽驱动电路后送至6脚，又产生一定延迟。场效应管Q由导通切换至关断又产生一定延迟。因此，从电流检测开始到场效应管关断有几百纳秒乃至几微秒以上的延迟时间。

如图1所示，正常工作时反馈电压VI由绕组N2中存储的電能提供。绕组N1导通时，绕组N2释放电能，因此本周期内绕组N1的储能只有到绕组N1关断时才能传递给绕组N2，产生一定延迟。绕组N2产生的电压经二极管D1整流后还需经电容C2、电容C3、电阻R3、电阻R4滤波后才能送至控制器UC3842的2脚，再次产生延迟。考虑到软启动和正常工作时的整流滤波，电容C2达到微法级，因此延迟时间较长。如图2所示，反馈电压经2脚送入控制器UC3842的误差放大器，与2.5V基准比较放大后输出到电流检测比较器的反相端，再次产生延迟。其后延迟与电流检测的时间相同。

本文对现有开关电源电路（图1中标识A处）进行了改进。具体方法如下：控制器UC3842的脉冲输出不直接给场效应管Q的栅极G，而是增加了如图3所示的脉冲输出和雷击浪涌电压保护电路I和图4所示的脉冲输出和雷击浪涌电压保护电路Ⅱ，其所需的辅助工作电源由图5所示的电路提供。

图5中，电源输入为VI。正常工作时[VI]应大于启动电压16V，一般设计为18V左右。稳压器78L05正常工作时，输入电压最大为20V，输出电流最大为100mA。图3和图4中，比较器U2和比较器U3采用超快速低功耗单比较器TL3116，电平转换时间为10ns。TL3116供电电压为±5V，所需提供电流的典型值仅为12.7mA。场效应管IRFPG40为电压控制型器件，所需输入电流极小，为100nA，栅极G和源极S的压差为2～4V时即可使场效应管导通。主回路电压为+300V电压与变压器初级线圈中产生的感应电压之差施加在绕组N1内阻、漏极D与栅极S之间的导通电阻及电阻R10组成的回路中。电阻R10取值很小，一般为0.22Ω左右，而绕组N1及漏极D与源极S之间的导通电阻一般为几欧姆，因此电阻R10上电压很小。即使在大电流时，因控制器UC3842内部的电流检测比较器反相端接入了1.0V的稳压二极管，电阻R10上的电压不会超过1V。因此，该5V电源完全满足改进电路的工作要求。图1中，A点电路断开后，控制器UC3842的6脚控制脉冲输出将通过电阻R7和电阻R8形成回路。对电阻R7和电阻R8的阻值进行调整（本文中分别取3.9kΩ和1kΩ，见图3），以确保控制器UC3842内部的推挽电路正常工作。6脚的输出脉冲电压VO1经电阻R7和电阻R8分压后送至比较器U3的同相端2。图1中V1为18V左右，因此图3中输出脉冲高电平经分压后得到V4为3.7V左右。5V电源经阻值为10kΩ的电阻R20和电阻R21分压后得到2.5V的比较电平送至比较器U3的反相端3。这样，高电平为18V的输出脉冲VO1就转换为高电平为5V的输出脉冲VO，送至图4保护电路。图4中，控制器UC3842的6脚输出脉冲经电阻R13、电阻R14、电阻R15和电容C14组成的电压映射电路后送给比较器U2同相端2。电阻R13、电阻R14阻值为200kΩ，电阻R15阻值为68kΩ，均采用1%的精密电阻。控制脉冲为低电平时，V2为1V;控制脉冲为高电平时，V2为4V。+300V经电阻R16、电阻R17和电容C15分压滤波后送给比较器U2反相端3。电阻R16和电阻R17阻值分别为1MΩ和4.02 kΩ，均采用1%的精密电阻。V1为300V时，V3为1.2V;V1为1 000V时，V3为4V。电阻R18为比较器输出上拉电阻，电阻R19为限流电阻。发生雷击浪涌时比较器将因V3电压过大而损坏，因此在电容C15两端并接一只4.3V稳压二极管D6。

图4中，R17/（R16+R17）很小，因此电网正常波动时V3的电压维持在1.2V左右。控制脉冲为低电平时V2的电压为1V，确保比较器U2输出为低电平。雷击浪涌发生时，V3被稳压二极D6稳压在4.3V。控制脉冲为高电平时，V2的电压为4V，比较器U2输出为低电平。比较器TL3116的电平转换时间为10ns，输出脉冲将被快速封锁，进而关断场效应管进行保护，而其产生的延迟对电源正常工作无影响。发生雷击浪涌时，该电路响应速度远远快于现有电压和电流保护回路，且只要雷击浪涌电压未去除，场效应管将始终被关断，起到很好的保护作用。

3 结论

本文对现有智能电能表开关电源电路增加一条电压保护电路，其响应速度快于现有电压、电流保护电路，能对开关电源进行很好的保护。

参考文献：

[1]陆春光，沈建良，周佑，等.智能电能表电源相关设计优化研究[J].电测与仪表，2017（24）：57-61.

[2]李向锋.智能电能表电源设计技术探讨[DB/OL].（2012-09-02）[2019-09-07].https：//wenku.baidu.com/view/2ab80b6ea45177232f60a29f.html.