一种高效的同步整流Boost软开关变换器

苏淑靖 袁财源 王少斌

摘  要： 针对同步整流Boost变换器的效率问题，提出一种同步整流Boost软开关拓扑。在辅助电路的帮助下，实现了主开关管的零电压通断和辅助开关管的零电流通断，显著改善了因开关管导致的变换器损耗严重的问题，使变换器的效率得到了有效提高。详细分析了所提变换器的工作原理并对主要参数的选取和变换器的特性进行了讨论，最后通过Pspice仿真实验对理论分析进行了验证。

关键词： 同步整流; Boost变换器; 软开关; 参数选取; 原理分析; 仿真验证

中图分类号： TN624?34; TP301.6                   文献标识码： A                   文章编号： 1004?373X（2019）16?0122?04

0  引  言

同步整流Boost变换器由通态电阻极低的功率开关管来取代传统Boost变换器的整流二极管而得到[1]，因其具有结构简单、成本低、效率高、输入电流连续等优点，被广泛应用于不间断电源、功率因数校正、光伏发电等领域[2?3]。

同步整流Boost变换器通常使用的功率MOSFET管尽管通态电阻极低，使得开关损耗有所降低，但其体二极管的不良反向恢复特性依旧制约着变换器效率的提高[4]。为此，在兼顾变换器成本与效率的情况下，软开关技术的引入至关重要。

针对同步整流Boost变换器，通常需要采用辅助电路对变换器中特定的开关节点进行预充电，从而实现开关管的零电压切换。一般的辅助电路需要引入开关管、二极管以及无源器件等，用以实现主开关管的软开关，如文献[4?5]所设计的辅助电路。然而这些方案使得变换器成本增加，也容易导致辅助器件的过压等可靠性问题，同时也会增加变换器的控制及驱动难度[6?7]。

本文提出了一种同步整流Boost软开关变换器，相比传统的软开关变换器的复杂控制，开关的控制方式较为简单，不仅实现了主开关管的零电压通断，也实现了辅助开关管的零电流通断，能够有效提高变换器的效率。

1  工作原理

图1是所提的同步整流Boost软开关拓扑。其中：S1，S2为变换器的主开关管;D1，D2分别为各自的体二极管;C1，C2为谐振电容，且C1=C2=Cr;L为主电感;C和R分别为滤波电容和负载;开关管S3为辅助开关管;D3为体二极管;Lr为谐振电感;Ta为变压器;D为二极管。变压器的原边电感与Lr连接在同一侧，副边电感与D连接在另一侧。

在分析其工作原理时做如下假设：

1） 设输入电压Uin，输出电压Uo恒定;

2） 电感L很大且电流iL连续（变换器工作在电感电流连续导电模式（CCM）），并近似恒定为I;

3） 所有器件都是理想器件。

变换器处于稳态时，一个周期内共有6个工作状态，稳态下的主要波形如图2所示，各个状态的等效电路图如图3所示。

2  参数讨论

2.1  变压器匝数比

t4a～t5时间段，[VC1]由[Uinn]减小至0。由式（11）可知，其电压最小值必须小于0，才能满足[VC1]的值在t5时刻减小至0。[VC1]_min=2[Uinn]-Uo≤0，结合Boost变换器输入输出电压与占空比的关系，可得n≥2。本文选择的n=2。

2.2  谐振电感与电容

Lr，Cr的值与谐振电感的电流峰值、充放电时间密切相关。由式（1）、式（2）、式（8）、式（13）、式（14）可知，Lr，Cr的值与充放电时间正相关。由式（9）可知，Cr越大，Lr越小，[iLr]电流峰值越大，导致开关S3的电流应力越大，损耗增加。而过小的Cr值，也使得开关管S1，S2关断的速率过快，不利于关断损耗和EMI噪声的降低[8?9]。因此，Lr，Cr的值设计要适中。本文的开关周期设置为20 μs，谐振的总时间在μs级，综合考虑，选择Lr的值为1 μH，Cr的值为3 nF。

2.3  电压应力

主开关S1，S2所承受的电压应力均与基本同步整流Boost变换器一致，增加的二极管D以及辅助开关S3的电压均低于Uo，因此各个器件的电压应力相比于基本Boost变换器均没有增加。

2.4   开关控制

由前面的分析可知，开关S1，S2的通断时间与同步整流Boost没有区别，设置好相应的占空比和死区时间即可;以S2的关断时间为基准，提前t34时间将S3导通;Lr中的电流下降为0以后，其值会一直保持不变，因此S3的关断时间可以适当延长。同时，为了精确控制S3导通，可以对电感L和Lr中的电流实时监测。

3  实验验证

为验证理论分析的正确性和有效性，采用Pspice搭建了同步整流Boost软开关变换器。具体参数如下：输入电压20～60 V;输出电压80 V;开关频率f=50 kHz;负载50 Ω;开关管IRFP460;谐振电容Cr=3 nF;谐振电感Lr=1 μH;主电感L=250 μH;输出电容20 μF;二极管DSEP29?12A;变压器匝数N=2;耦合系数设置为0.999;死區时间设定为0.3 μs。开关管的栅源之间连接10 kΩ电阻，PWM脉冲通过1 Ω电阻接入栅极并对开关管进行驱动。不同输入电压下的仿真波形图如图4所示。

图4  不同输入电压下的仿真波形图

Fig. 4  Simulation waveforms at different input voltages

图4分别是输入电压为60 V，40 V，20 V时的波形示意图。由仿真结果可知，主开关管均实现了零电压通断，辅助开关均实现了零电流通断。同时还对输入范围内变换器的效率进行了测试，如图5所示，软开关下的效率明显高于硬开关下的效率。实验结果验证了所提同步整流Boost软开关变换器原理的正确性和有效性。

4  结  论

为了提高同步整流Boost变换器的效率，本文设计一种同步整流Boost软开关拓撲，在辅助电路的帮助下，实现了主开关管的零电压通断，同时也实现了引入的辅助开关的零电流通断，有效提高了变换器的效率。通过对所提变换器原理的详细论述，并结合实验验证了理论分析的正确性和有效性。该电路具有成本低、控制容易、可靠性高以及EMI低等优势，对其他变换器的软开关设计也具有一定的参考价值。

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