一种新型阻抗匹配无LNA的射频前端接收电路

王逢

【摘  要】无线通信芯片的核心组成部分——射频前端包含了发射和接收电路，其中射频接收电路的核心为本振混频器和低噪放大器。为了提高集成度，去除了低噪放大器，并提出了一种新型带有阻抗匹配的混频优先接收机设计方案，使用阻抗匹配技术解决了本振噪声问题。本电路去除了低噪放大器LNA，降低了电路复杂度，面积降低了约42%，功耗降低了约29%。本电路使用GlobalFoundries 0.18 um射频工艺进行设计，并进行了仿真验证。仿真结果表明，该电路达到了优良的设计指标。

【关键词】低噪放大器;混频器;射频;阻抗匹配

中图分类号：TN927

文献标志码：A        文章编号：1006-1010（2019）05-0078-07

1   引言

随着无线通信的快速发展，射频电路（RF， Radio-Frequency）尤其是射频接收机的重要性日益凸显。接收机的设计和实现将直接影响到整个射频前端电路的性能。接收机一般与数字基带进行连接，射频信号进入接收机后先由低噪放大器（LNA， Low Noise Amplifier）进行信号放大，其次再与混频器Mixer进行混频操作。通常，LNA与混频器Mixer各自独立设计，并有各自不同的设计目标。对于LNA而言，噪声水平、匹配、增益与功耗需要放在设计优化的首要目标之中;而对于混频器，线性度和噪声水平则是设计优化的首要目标。混频器可以分成无源混频器（Passive）和有源混频器（Active）。无源混频器可以达到较好的线性度Linearity，但转换增益（CG， Conversion Gain）较低，同时噪声系数（NF， Noise Figure）较高，有源混频器与之特性相反。电路设计者需要对LNA和混频器进行设计指标上的权衡使接收机的各项性都能达到可接受的水平。

现在流行的设计趋势是将接收机作为一个整体处理，以达到低噪声、高线性度和低功耗的指标，尤其是电流驱动型的无源混频器在最近得到较多研究[1-8]。其中，混频优先的接收机结构可以直接在RF端口上进行信号处理，从而降低了RF电路的复杂度，并得到较高的线性度和噪声指标，因此具有较高的应用价值。但混频优先的接收机结构也面临一些较高难度的技术挑战，如产生多相的高频基频信号，相应地，本振（LO， Local Oscillator）结构的设计也需要进行一些调整。

为了解决本振带来的技术问题，本文提出了一种新型带有阻抗匹配的混频优先接收机设计方案。本电路去除了低噪放大器LNA，降低了电路复杂度、面积和功耗。

2   技术背景

全集成RF前端有两种架构可选，即零中频和滑动中频（sliding IF），图1和图2分别给出了两种架构：

零中频和滑动中频架构很相似，都可以实现全集成，复杂度也相近。滑动中频利用比较高的中频来解决镜像干扰，中频频率ωIF通常为射频信号ωRF的几分之一。如图2所示，ωLO1+ωLO2=ωRF，这样两次变频后获得基带信号。ωLO1通常为2/3ωRF，ωLO2为1/3ωRF，由于中频信号相当高，所以镜像干扰可以容易滤除。

零中频架构如表1所示：

滑动中频架构如表2所示：

表1和表2列出了本征零中频和滑动中频架构的非理想因素影响及系统复杂度。为了让接收机正常工作，总体上需解决静态电流偏移、I/Q失调、镜像干扰和本振牵引这四个问题。本振牵引出现在发射机上，指的是如果ωLO=ωRF，则ωLO由于PA的影响而发生偏移。根据表1和表2可知，零中频非理想影响严重一些，但零中频的缺点在滑动中频中也同样存在。滑动中频和超外差都采用两次变频，不同之处在于滑动中频只需要一个锁相环电路，因此滑动中频更简单。

根据分析近几年来关于收发机的文章可以发现，收发机架构的选择与工艺息息相关。180 nm可以说是分水岭，180 nm以下工艺的收发机绝大部分采用零中频架构，而180 nm的收发机有滑动中频和零中频两种。工艺的影响主要体现在工作频率，根据统计，许多零中频收发机采用谐波混频来解决本振牵引。假如ωRF=2.4 GHz，采用谐波混频方法，VCO将产生一个4.8 GHz的本振频率，因为ωRF和ωLO频率相差很多，所以可大大缓解本振牵引。如果采用180 nm CMOS工艺，则VCO可以工作在4.8 GHz上，而產生2.4 GHz只需要简单的二分频方法。假如ωRF=5 GHz，采用谐波混频则VCO需要工作在10 GHz上，180 nm CMOS工艺的VCO无法工作在这一频率上。而如果采用滑动中频方法，则VCO要求工作在低于5 GHz频率，这是180 nm CMOS工艺可以实现的。

LNA的作用在于，对天线接收到的RF信号进行放大，显然此电路本身的噪声不能过大以影响误码率，其衡量指标噪声系数NF可以用以下公式进行表示：

低噪放大器LNA电路本身的阻抗RS需要满足RF信号阻抗匹配的要求，一般情况下匹配阻抗RS=50 Ω。公式（1）中gm1为电路中MOS管M1的阻抗，ω0为中心频率，ωT≈gm1/Cgs1。通过调整Cgs1，所述射频前端接收电路的放大增益在20 dB时，噪声系数NF仍可以小于1 dB，同时S11反射系数低于-30 dB，因此在窄带宽信号的射频电路中可以得到良好的应用。需要注意的是，被动器件电感Ls和Ld片上集成实现会占用较大的版图面积。

混频器Mixer完成信号在频域的叠加与转换。如图1所示，其混频器结构是典型的吉尔伯特Gilbert型，属于有源Passive类型的混频器，其转换增益CG=2/πgm3RL，且其线性度与其他有源混频器一样较差。无论是电压信号还是电流信号都可以利用混频器进行频域转换，而且电流混频会有更好的性能。如果LNA或者天线的阻抗匹配电路可以对RF信号进行电压信号向电流信号的转换，那么与之配合的混频器结构和性能都可以从中受益。

3   电路结构

本文提出了一种新的一体式射频前端接收电路。本电路使用阻抗匹配电路代替了传统接收机中的低噪放大器LNA，并使用电流型混频器对信号进行混频处理。电路结构如图3所示，属于双平衡有源混频器。本电路引入了两个不同的供电电源信号VDD1和VDD2。RF输入信号为差分的两路射频信号RFP和RFN，通过MP5、MN1和MN3以及片外的被动器件网络共同组成的阻抗匹配电路转换为电流信号，其中晶体管MN1的设计起到决定性作用。电流信号流经MN3和MP5组成的隔离网络后，由晶体管组MN5、MN6、MN7、MN8转换为IQ两路的差分中频电流信号，如图2所示，最终通过器件MP1、MP2、R1、R2反向转换为电压信号进行输出。至此，整个射频前端接收功能完成。

通过以上电路结构的调整，整个射频前端电路的结构在较大尺度上得到了简化，相应的电路面积和功耗都有所降低。去除LNA后，此电路所面临的技术困难在于如何利用匹配网络实现信号放大，以及避免各种噪声对信号的影响。此电路中1/f 噪声为影响性能的主要因素，以下将着重说明如何解决此问题。

为了降低引入的1/f 噪声，本电路将MP5打开并置于低噪声工作模式，在一定程度降低了四晶体管组的偏置电流，代价是整个接收机的线性度指标，三阶输入交调点IIP3有所下降。当输入信号为高电平时，MP5将一直工作在饱和状态。因此，本电路对此作了一些调整，当输入信号为高电平时，主动关闭MP5以调整电路的线性度。此时电路工作在高线性度High Linearity模式。MN3可以起到加强射频信号与本振信号之间隔离的作用。

4   性能分析

4.1  阻抗匹配及放大增益

射频信号要求此电路的输入电阻必须为50 Ω，同时又需要输入信号的噪声降到最低，因此直接使用有效阻值为50 Ω的被动器件是不可行的。将此电路的两个差分部分分别看作单端信号输入，下文的定量分析以RFp为例说明。由于是完全对称的结构，RFN与RFp完全相同，不再赘述。输入阻抗与片外的被动器件C1、LS1、CPAD以及片上器件MN1，Lg1有关。根据文献[9]，其计算方式如下：

上式中匹配阻抗Rs=50 Ω，ωo為中心工作频率，ωT≈gm1/Cgs1为与工艺相关的本征频率，其中gm1为MN1的跨导，Cgs1为MN1的栅极电容。根据以往的设计经验，芯片上封装管脚的有效电容CPAD往往在100 fF左右。通过电容C1的工作电流可以通过I1=Vin/Rs计算，通过MN3的工作电流可以使用公式IMN3=（Vin/Rs）×（gm1/sC1）进行计算，最终通过MN1转换的RF电流iRF如下式所示：

转换增益CG可以按照如下公式计算：

显然，在Rs已经固定的情况下，通过调整R1即可调整增益CG。

4.2  噪声性能

与上节类似，本节仍然选取差分电路的左边作为单端电路进行定量分析。最大的噪声来源主要有MN1、MP5、R1以及晶体管组MN5、MN6、MN7和MN8。在低频时，后者贡献了最大的1/f 噪声来源。而MP1和MP2由于其尺寸较大，带来的1/f 噪声较为轻微。

MP5打开时，此电路工作在低噪工作模式LN下，MP5的白噪声与工作频率成正相关，低频时则忽略不计。如果MP5关闭，高线性度工作模式下，两个电阻R1和R2由于其值较小，是最主要的白噪声源。

晶体管组MN5、MN6、MN7和MN8的噪声分析较为复杂，对其完整的量化分析见下文。当其处于平衡状态时，开关引入的噪声会影响中频IF信号，如图4所示。最终输出的噪声信号是中频IF信号噪声底在时域S（t）上的积分，其中有效时序即VLOP和VLON同时导通的时间，如图5所示。

如公式（13）所表示，在R1、Cox、f一定的情况下，可以通过降低Id5或者增大晶体管的尺寸WL降低开关噪声。晶体管的尺寸是很多约束的权衡，以设计数据来看，将IMN1取为IMN3的1/5左右比较合适。

4.3  线性度

本设计电路可以作为一个特殊的共源共栅电路，线性度主要取决于阻抗匹配电路的跨导，且版图实现和功耗需要仔细设计以避免线性度下降较多，尤其是MN3电路的偏压设置。由于本文所述结构的改变对线性度影响并不大，因此不再赘述。

5   仿真结果与结论

本电路采用0.18 um GF工艺设计并进行了仿真验证，工作频率为2.4 GHz，电感器件采用了GF提供的片上电感，并使用了良好的隔离措施，片外器件的仿真参数来自于厂商，以下内容为各个技术指标的仿真结果。

5.1  噪声系数仿真结果

图6显示了当工作在低噪声模式下的噪声系数，当基频为10 MHz时噪声系数NF可以达到3.8 dB，可以看到由于1/f 噪声的影响，其在低频时下降较快，噪声截止频率为300 kHz。作为对比，传统吉尔伯特型Mixer混频器结果如图7所示。当基频为10 MHz时噪声系数NF为9 dB。可见除去了LNA，噪声系数有一定下降，对整个电路的抗噪性能要求更高。

通过理论分析和仿真结果分析，低频段1/f 噪声占据主导地位，其中开关管M3占主要，其次是M1。因此可以据此改进设计步骤：根据线性度要求选择Von1、Von2和Von3，这与Id1、Id2和Id3的分配有关。Id3越小则1/f 噪声功率越小，但Id3不能太小，否则CG很小。通常分配Id2=3/4 Id1，Id3=1/4 Id1。可以在一定程度上提高该电路的性能。

5.2  放大增益与线性度仿真结果

衡量射频接收电路的重要参数也包含了放大增益和线性度，后者用IIP3点来衡量。

工作在低噪声模式下放大增益最大约35.8 dB，此时IIP3为-13.5 dBm，如图8所示。作为对比，传统吉尔伯特型混频器结果如图9所示，仅为9.8 dB。可见除去了LNA后，其放大增益较高，具有直接驱动外部负载的能力，而传统吉尔伯特型混频器需要放大器进行进一步的功率提升。

工作在高线性度模式下时，最大的3 dB压缩点约为-3.8 dBm，此时的放大增益约为15 dB，如图10所示。作为对比，传统吉尔伯特型混频器结果如图11所示，为4.8 dBm。可见线性度也受到一定影响，但仍处于可接受范围内，对整个电路的被动器件匹配也有较高要求。

5.3  结果与分析

由以上各个仿真结果可以看到，本文所提出的阻抗匹配无LNA的射频前端接收电路在达到技术指标的同时，在面积和复杂度上成功缩减。作为对比，具有LNA结构的传统接收机结构的版图如图12所示，面积为2 394 μm×760 μm。本电路实现最终版图面积为1537 μm×689 μm，如图13所示，面积减小了42%。本文所提出的阻抗匹配无LNA的射频前端接收电路工作在高线性度模式下的电路消耗最大，此时约为450 mA;与之对比，具有LNA结构的传统接收机结构的电路消耗电流约为638 mA，因此功耗约减小了29%。

6   结论

为了解决本振带来的技术问题，本文提出了一种新型带有阻抗匹配的混频优先接收机设计方案。所设计的电路去除了低噪放大器LNA，降低了电路复杂度、面积和功耗，虽然性能相对普通零中频型射频接收机有一定损失，但由于其结构简单，占用面积较小，且功耗较低，因此适用在如生物芯片、超低功耗蓝牙芯片以及借助于无线能量收集系统的无源系统中。

参考文献：

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