电动车用磁耦合谐振式无线充电系统的电路模型设计

2019-03-06刘凌飞赵帅张志雄赵瑞林

汽车实用技术 2019年2期

刘凌飞，赵帅，张志雄，赵瑞林

（天津职业技术师范大学汽车与交通学院，天津 300222）

前言

在环保与能源危机的重重压力之下，新能源汽车成为绿色出行的主力军。在此契机下，各国政府及各大汽车厂商积极推进电动汽车的发展。电动汽车的普及，不仅需要提高其整车技术、续航里程等，还需要考虑能源供给端，即充电效率、充电方式的改良。现阶段，电动汽车充电设施尚不够健全，传统插电式的充电方式较为笨重，操作较为繁琐，安装位置受限，存在安全隐患。相较而言，无线充电技术较为安全、便捷，维护率低，适用范围较广，受到汽车行业的关注，无线充电技术不失为电动汽车供电技术的发展趋势。目前，市场上采用充电桩的有线充电技术相对成熟，而与有线充电桩相比，无线充电方式摆脱有形输电介质的束缚，不需要设置充电接口、充电线即可对电动汽车进行充电，不仅节约材料成本，且充电时能够不受充电场地的限制，可以灵活的应用于各种场地，解决了线束裸露、繁杂的劣势，顺应着新能源汽车未来的发展趋势。

1 背景与意义

无线充电的方式大致分为五种，即电磁感应式、磁耦合谐振式、电场耦合式、无线电波式、激光式。电磁感应式无线充电方式对收发线圈的同轴度要求极高，如若在充电过程中收发线圈没有严格对齐，将会导致充电效率大幅度降低，造成极大的电能浪费；而磁耦合谐振式无线充电方式不需要严格对齐，凭借共振效应，可穿越障碍物，使接收端产生共振电能，能有效地解决感应式无线充电的对齐限制。此外，磁耦合谐振式无线充电能够同时对多个具有相同频率的接收线圈进行能量发射与接收，能有效缩短电动车充电时间，减少汽车的电池携带量，提高充电效率，节省设备安装成本，减少充电业务的人工干预程度，使电动汽车充电系统更加便捷、可靠。

2 系统模型理论分析与设计

我们结合现有技术与理论，研究讨论了一种磁耦合谐振式无线充电系统的理论和设计。系统在传统的驱动方式中加入环路反馈控制，在系统参数改变时对驱动电路导通时间进行精确调整，达到零电流开关的目的，从而实现高效率的近场无线电力传输。系统主要由三部分组成：电源发射系统，能量传输系统和能量接收系统。电源发射系统作为电能供给部分，主要用来产生一定频率的功率交流电；能量传输系统包括发射线圈与接收线圈两个核心器件，能量接收系统即到达负载端前对电能的处理部分。系统的结构简要框图如图 1所示。

图1 磁耦合谐振式无线充电系统简图

在磁耦合谐振式无线充电系统中，影响系统的传输功率和效率的影响因素有许多。其中，收发线圈的耦合系数是一个重要的因素。可采用高磁导率所绕制的线圈来提高系统收发线圈的耦合系数，从而保证即使在原副线圈处于非对正位置的情况下，能够实现高效的、大功率的能量传输。为了有效地传输电能，磁耦合谐振式无线充电系统需要将发射线圈和接收线圈的自谐振频率设置为同一频率，即为系统的耦合谐振频率。通过收、发线圈的磁耦合谐振方式，将高频线圈的能量通过磁场传输给接收线圈。

在电动汽车实际使用过程中，汽车电子系统的频率较低，为了避免干扰，系统选取的频率应处于较低频率范围内，约为100KHz。

3 发射端设计

对于发射端来说，首先要做到较小的发射损耗，以避免过多的电能消耗，因此驱动方式的选择尤为重要。实验发现，高频MOS或IGBT开关方式驱动较三极管驱动来说损耗较低，因此，发射端驱动电路的设计采用单管IGBT驱动方式可在一定程度上降低发射端的能源损耗。能量传输过程中，为实现零电流开关状态，可采用相位跟随的办法，即通过检测线圈两端实际电压来确定导通时刻，在电路中就必须考虑引入电压比较器电路来控制IGBT的开关。其设计原理如图2所示：

图2 由比较器确定的IGBT的最佳导通时刻

为提高导通速度，采用推挽驱动IGBT的方法，降低导通损耗从而保证能量传输效率。系统起振电路采用LM393 AD通用放大器芯片的B通道作为起振器使用通道。在LM393AD设置外围电路搭建多谐振荡器电路，自激起振。目标振荡频率设置为100kHz，输入点连接频率跟随电路输出的偏置信号，输出点连接推挽驱动电路，构成完整回路。其电路原理图如图3所示。

图3 起振电路

频率跟随电路使用LM393AD的A通道作为电压比较器使用通道，接收从线圈采样的两路信号，判断实际频率信号的相位变化。输出偏置信号反馈给LM393AD的B通道，该通道可调节振荡频率。通过使用一片LM393AD芯片的两个通道实现这两个关键功能，不仅节约了版面面积，而且可降低成本，减少功耗。其频率跟随电路如图4所示：

图4 频率跟随电路

经过前级的频率调整后可输出0V/18V振荡信号，但LM393AD的输出电流仅有20mA，不足以直接驱动高压IGBT，所以需要增加一级推挽放大电路放大输出电流。系统设计的电源为18V，驱动频率为100kHz，采用大功率三极管SS8050与SS8550构建甲乙类功率放大电路。

其中，SS8050为NPN型三极管，SS8550为PNP型三极管，其CE间击穿电压为25V、最大输出电流均为1.5A、最大开关频率为30MHz，其参数均符合需求。额外的，在VCC与推挽输出点之间连接有续流二极管1N5401，可保证迅速关闭。推挽电路设计原理图如图5所示：

图5 推挽驱动谐振电路

系统的最后一级采用K25T1202高压高频IGBT管，控制LC谐振电路的开关。在100V电源与发射线圈之间串入500uH的电感作为扼流圈，防止电流畸变产生毛刺。

根据数据单，该IGBT参数最大电压为1200V，最大电流为25A，当开关频率为100kHz时输出电流可以达到20A（如图6）。参数符合要求。

图6 IGBT频率-电流曲线图

4 接收端设计

对于接收端的设计，考虑将接收线圈参数设置为与发射线圈参数一致，保证谐振频率相同。与此同时，接收端的电路中加入超高速二极管整流和电容滤波的设计，可在将高频交流电转化为直流电的同时降低接收端的功率损耗，其原理如图7所示。超高速二极管采用型号为RHRP8120，其击穿电压为1200V，最大工作电流为8A。值得注意的是，在高频整流过程中，滤波电容的选取应采用并联阻抗较低的类型，否则将会导致系统能量损耗增加。系统采用0.3uF的耐压为450V的电磁炉专用电容。

图7 接收端电路

在接收端电路输出直流电压后，分出一电路电流连接负载灯泡，分出另一电路连接DC-DC模块降至5V的直流电压，供给接收端的单片机使用。另外需要设置电阻分压电路将电压线性降低到适合单片机AD接口处理的电压，以获取输出的电压信息。

在接收端电路输出直流电压后，分出一路电流连接负载灯泡，分出另一电路连接 DC-DC模块降至5V的直流电压，供给接收端的单片机使用。另外需要设置电阻分压电路将电压线性降低到适合单片机AD接口处理的电压，以获取输出的电压信息。系统的总电路仿真设计图8所示：

图8 系统总电路图

5 实际测试电路

验证设计思路的实际测试过程中，收发线圈采用半径为18cm，电感量为105uH，谐振电容为3uF的平板线圈。系统的驱动电路供电电压为60V DC，比较器供电电压为15V DC，均使用直流稳压电源供电。测试时，先将接收线圈和发射线圈圆心正对，两线圈平行，距离设置为10CM，接收线圈负载为RL=20Ω大功率电阻。测试时各部分实物如图9所示。发射线圈与接收线圈调试完毕后再重新对正，中间用高度为10cm亚克力塑料支架阻隔。